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Définition et caractéristiques des normes de radiocommunication
Les normes sont des accords documentés contenant des spécifications techniques ou autres critères précis destinés à être utilisés systématiquement en tant que règles, lignes directrices ou définitions de caractéristiques pour assurer que des matériaux, produits, processus et services soient aptes à leur emploi. Dans le cas des télécommunications mobiles, les spécifications relatives à une norme sont :
– le type de modulation. Le premier type de modulation apparu est la modulation analogique AM (Amplitude Modulation), puis FM (Frequency Modulation). Avec le développement des technologies intégrées sur silicium, la modulation analogique a rapidement été remplacée par des modulations de type numérique. Le traitement numérique permet une plus grande précision, le développement de codes correcteurs d’erreurs et une plus grande simplicité de réalisation. Au nombre des modulations numériques, on compte aujourd’hui le CDMA (Code Division Multiple Access), le QPSK (Quadrature phase-shift keying), etc.
– la largeur de bande : c’est la bande de fréquence qui contient les informations utiles. Elle est directement liée au débit [9]. La création de nouveaux services (multimédia, internet, etc.) exige l’utilisation de largeurs de bandes de plus en plus importantes.
– la largeur du canal : la bande est découpée en sous bandes, ces sous bandes constituent les canaux. Chaque canal est réservé à un seul utilisateur, sauf dans le cas récent de la modulation CDMA qui permet à plusieurs utilisateurs d’employer le même canal.
– les voies montantes et descendantes correspondent aux fréquences d’émission et de réception. La figure 1.1 illustre l’occupation spectrale de quelques normes de radiocommunication. La première norme mise au point, pour la téléphonie mobile, fut le GSM. Sa largeur de bande se révèle insuffisante pour des applications plus sophistiquées (TV, radio, etc.). D’autres normes ont été crées pour répondre à ces besoins (GPRS pour la génération 2.5G, UMTS pour la 3G et WIMAX pour la 4G sans oublier les réseaux locaux sans fil tels que bluetooth et le WI-FI).
Architecture à entrelacement temporel à multiplexage aléatoire
La disparité de gain entre les voies de l’architecture à entrelacement temporel introduit du recouvrement spectral à cause des répliques du spectre générées par cette erreur (équation (2.23)). Pour éliminer l’effet de ces répliques, l’idée est de multiplier le signal d’entrée par une séquence pseudo-aléatoire {+1, −1} puis de multiplier le signal en sortie avec la même séquence d’entrée mais avec un certain retard. La multiplication par la séquence pseudo-aléatoire permet d’étaler le spectre du signal d’entrée sur toute la plage fréquentielle et ainsi de le noyer dans le spectre de bruit. Les répliques de ce spectre crées par la disparité du gain entre les voies sont aussi étalées sur toute la plage fréquentielle. Le spectre du signal utile est alors récupéré en sortie en multipliant par la même séquence aléatoire. C’est le processus du désétalement. Cette technique est efficace pour diminuer l’effet de recouvrement spectral mais elle n’est pas efficace pour la suppression des raies spectrales périodiques générées par les décalages en tension [32]. Une autre technique pour supprimer les effets indésirables de la disparité de gain et de décalage en tension entre les voies consiste à rendre aléatoire le multiplexage entre les différentes voies. Le bon fonctionnement de l’architecture à entrelacement temporel impose que deux échantillons successifs à l’entrée de chaque voie doivent être séparés au minimum de M cycles d’horloge. Cette condition est réalisée en ajoutant une voie supplémentaire et en effectuant le choix entre les voies
Architecture à entrelacement temporel à base de modulateurs Σ∆ passehaut
La présence de bruit basses fréquences dans les modulateurs Σ∆ passe-bas est incontournable. L’élimination de ce bruit est une préoccupation majeure à cause de la dégradation de la résolution du convertisseur qu’il provoque. Une technique a été proposée dans [35] pour résoudre ce problème. Cette technique consiste à multiplier le signal d’entrée du modulateur par la séquence cos(πn). Ceci a pour effet de translater le signal d’entrée vers les hautes fréquences autour de la fréquence fe2 . Ensuite le signal est traité tout en étant à l’écart du bruit basses fréquences. Puis, il est multiplié par la même séquence pour la ramener de nouveau en basses fréquences. Dans le cadre de l’architecture TIΣ∆, une architecture à base de modulateurs Σ∆ passehaut, inspirée de la technique décrite ci-dessus, a été proposée dans [6]. Cette architecture est présentée sur la figure 2.12. Dans cette architecture, la multiplication par cos(πn) a été remplacée par une décimation et une interpolation d’un facteur M pour créer une réplique du signal d’entrée autour de fe2 . Cette technique exige que le nombre de voies M soit pair pour avoir une réplique autour de fe2 . Après avoir été translaté à la fréquence fe2 , le signal est traité par un modulateur Σ∆ passe-haut et un filtre passe-haut Hph(z). Le bruit basses fréquences, le bruit de quantification introduit par le modulateur passe-haut et les répliques du signal d’entrée sont éliminés par le filtre passe haut. La figure 2.13 présente les signaux dans le domaine fréquentiel après chaque bloc pour une seule voie avec des modulateurs passe-bas et passe-haut. On peut noter que :
– le filtre numérique Hph(z) est lié au nombre de voies M. Plus le nombre de voies M est grand, plus les contraintes sur le filtre numérique sont sévères pour supprimer les répliques du signal d’entrée.
– le signal d’entrée se trouve à l’abri des erreurs de décalage en tension qui se trouve en basses fréquences. En revanche, les erreurs de gain persistent toujours.
– le convertisseur proposé est un convertisseur de type Nyquist (N = M).
Raccordement des phases des filtres passe-bas
Un autre problème de raccordement des phases est dû à la démodulation et à la modulation du signal de chaque modulateur (cf figure 3.18). En effet, le signal de sortie de chaque modulateur est ramené en bande de base suite à une démodulation complexe. Ensuite, il est filtré par le filtre en peigne avant d’être décimé d’un facteur Rd. Après la décimation, le signal est traité par les trois filtres passe-bas C1(z), C2(z) et Fk pb(z). Ensuite, il est modulé pour le ramener à sa bande initiale pour reconstruire à nouveau le signal utile passe-bande. Le fait de ramener le signal en bande de base de chaque étage de traitement à une fréquence différente pour reconstruire le signal utile, crée un déphasage, introduit par les filtres passe-bas, à la limite des bandes de fonctionnement.
Détermination des bandes de fonctionnement
L’architecture EFBD permet, avec la calibration du traitement numérique, de compenser les erreurs de fabrication des composants analogiques et de maintenir la résolution prévue par l’architecture FBD. La calibration du traitement numérique nécessite la connaissance, a priori, des fréquences limites entre les différentes bandes du traitement. La détermination de ces fréquences limites nécessite l’application de méthodes numériques car la solution analytique de l’équation (4.3) exige la connaissance de la forme exacte de la NTF de chaque modulateur. Avant de présenter nos deux axes de recherche pour la détermination de ces fréquences limites fkr, la précision avec laquelle celles-ci doivent être déterminées est évaluée. Pour cela, nous avons considéré le cas où tous les modulateurs sont idéaux (les fréquences centrales sont égales à leurs valeurs théoriques). Ensuite, nous avons calculé la résolution en introduisant une erreur identique sur les valeurs théoriques des fréquences limites des bandes de fonctionnement. La figure 4.9 représente la résolution obtenue en fonction de l’erreur introduite normalisée à BN . Nous pouvons constater qu’une erreur de ±4% de la largeur de sous-bande BN (±0.05% de la fréquence d’échantillonnage) entraîne une chute de la résolution inférieure à 0.1 bit. Par conséquent, une erreur de 0.1% (2 × 0.05%) sur les fréquences limites entraîne une erreur moins de 0.1 bit. De ce fait, les fréquences limites fkr peuvent être quantifiées avec un pas qf = 10−3Fe. Ce résultat est très important pour l’implantation du traitement numérique et des algorithmes de calibration qui seront évoqués plus tard.
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Table des matières
Remerciements
Résumé
Abstract
Liste des abréviations
Introduction générale
1 Présentation de l’approche multistandard
1.1 Introduction
1.2 Enjeux et implications technologiques de la réception multistandard
1.2.1 Définition et caractéristiques des normes de radiocommunication
1.2.2 Concept de la radio-logicielle
1.3 Architecture du récepteur multistandard
1.3.1 État de l’art sur les architectures des récepteurs de radiocommunication
1.3.2 Récepteur multibande
1.4 Le Convertisseur analogique-numérique
1.5 Conclusion
2 Présentation des ADCs parallèles à base de modulateurs Σ∆
2.1 Introduction
2.2 Architecture à entrelacement temporel
2.2.1 Performances théoriques
2.2.2 Architecture à entrelacement temporel à la fréquence de Nyquist
2.2.3 Sensibilité vis-à-vis des non idéalités du circuit
2.2.4 Méthode de calibration avec un modulateur Σ∆ numérique
2.2.5 Architecture à entrelacement temporel à multiplexage aléatoire
2.2.6 Architecture à entrelacement temporel à base de modulateurs Σ∆ passe-haut
2.3 Architecture à base de modulation de Hadamard
2.4 Architecture à base de décomposition fréquentielle
2.5 Comparaison des trois architectures parallèles
2.6 Conclusion
3 Architecture FBD passe-bande et traitement numérique associé
3.1 Introduction
3.2 Architecture FBD passe-bande
3.2.1 Principe de fonctionnement et paramètres de calcul
3.2.2 Expression de la NTF des modulateurs à temps continu
3.2.3 Optimisation des fréquences centrales
3.2.4 Performances de l’architecture FBD passe-bande
3.2.5 Influence du coefficient c sur la performance de l’architecture
3.3 Reconstruction numérique du signal
3.3.1 Reconstruction directe
3.3.2 Reconstruction avec démodulation
3.4 Corrections appliquées à la reconstruction numérique avec démodulation
3.4.1 Correction du module de la STF du modulateur
3.4.2 Correction du module du filtre de décimation
3.4.3 Raccordement des phases des modulateurs Σ∆
3.4.4 Raccordement des phases des filtres passe-bas
3.5 Résultats de simulation avec la méthode de reconstruction avec démodulation
3.6 Conclusion
4 Architecture EFBD : une architecture robuste aux imperfections de l’analogique
4.1 Introduction
4.2 Architecture EFBD
4.2.1 Adaptation du traitement numérique
4.2.2 Robustesse de l’architecture EFBD
4.3 Détermination des bandes de fonctionnement
4.4 Identification de la NTF
4.5 Détermination des bandes de fonctionnement à partir de la puissance de bruit
4.5.1 Calcul de la puissance de bruit
4.5.2 Algorithme d’adaptation du traitement numérique
4.6 Calibration de la STF des modulateurs Σ∆
4.6.1 Simplification du filtre de correction Ck1(z)
4.6.2 Détermination des paramètres du filtre de correction Ck1(z)
4.6.3 Algorithme d’adaptation pour la calibration de la STF
4.6.4 Exemple : calibration de la STF du quatrième modulateur
4.7 Raccordement de phase entre bandes de fonctionnement adjacentes
4.7.1 Détermination des coefficients Ck3 et Ck4
4.7.2 Algorithme de calcul pour le raccordement de phase
4.8 Conclusion
5 Implémentation du traitement numérique
5.1 Introduction
5.2 Démodulateur
5.3 Filtre en peigne
5.4 Filtre numérique Gkpb(z)
5.4.1 Architecture de réalisation
5.4.2 Optimisation
5.5 Soustracteur
5.6 Filtre de correction Ck1(z)
5.7 Modulateur
5.8 Architecture complète du traitement numérique
5.8.1 Résultats au niveau portes logiques
5.8.2 Synthèse de l’architecture
5.9 Conclusion
Conclusion générale et perspectives
A Modulateur sigma-delta
A.1 Le convertisseur analogique numérique Sigma-Delta (Σ∆)
A.2 Concepts élémentaires de la conversion Σ∆
A.2.1 Quantificateur
A.2.2 Suréchantillonnage
A.2.3 Principe de fonctionnement
A.3 Le modulateur Σ∆ passe-bande
A.4 Modulateur Σ∆ à temps continu : passage temps discret-temps continu
A.5 Critères de performances du modulateur Σ∆
B Éléments de calcul pour l’architecture EFBD
B.1 Modulateur MSCL
B.1.1 Calcul du module de la NTF pour une structure d’ordre 6 avec des résonateur idéaux (Q infini)
B.1.2 Fonction de transfert du filtre de boucle avec Q fini
B.1.3 Calcul du module de la NTF pour une structure d’ordre 6 avec des résonateurs réels (Q fini)
B.2 Amélioration de l’ENOB avec un dédoublement du nombre de modulateurs pour une architecture FBD passe-bande
B.3 Signaux à bande étroite
B.3.1 Définition
B.3.2 Notion de signal analytique
B.4 Principe de décimation d’un signal numérisé
C Méthodes d’identification paramétriques
C.1 Introduction
C.2 Structure de modèles
C.2.1 Modèle de structure ARX
C.2.2 Modèle de structure ARMAX
C.3 Estimation des paramètres (PEM)
C.3.1 Modèle de structure ARX : méthode des moindres carrés
C.3.2 Modèle de structure ARMAX
C.4 Validation des modèles identifiés
C.5 Identification de la NTF du modulateur Σ∆ à temps continu
C.5.1 Résultat de simulation avec les algorithmes Off Line
C.5.2 Résultat de simulation avec les algorithmes On Line
Références bibliographiques
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