METHODOLOGIE DE CONCEPTION D’UNE ALIMENTATION A DECOUPAGE

LE FLYBACK.

   Les structures résonantes n’ont pas encore trouvé dans le monde industriel l’importance que le monde universitaire a essayé de leur donner en mettant en exergue la montée en fréquence. En effet l’utilisation des montages à résonance est rendue possible grâce à la limitation des pertes de commutation. La résonance ne s’est pas implantée dans le domaine de la forte puissance et plus particulièrement dans le domaine de la traction. Son impact est surtout fO,rt dans le domaine de l’alimentation à découpage de faible puissance. Dans le domaine de la traction (hacheur, onduleur), la résonance ne peut venir que compliquer des schémas ultra-simples qui existent et qui ont fait leur preuve à condition de bien maîtriser la commutation forcée c’est à dire principalement de savoir minimiser les inductances de câblage grâce à des technologies spécifiques. Dans le domaine de l’alimentation à découpage, beaucoup d’éléments parasites interviennent du fait du transformateur et les intégrer dans un processus de résonance apparaît comme étant la seule issue. D’une manière générale, l’utilisation de la résonance conduit à ‘des dispositifs ayant des caractéristiques dans le plan de sortie VS(IS) assez “tordues” par rapport à leurs homologues à commutation forcée. La régulation devient plus délicate et la réduction des bruits CEM reste surtout vraie pour le haut de spectre de fréquence [Scheich-93]. En effet, l’augmentation des courants crêtes transités vient malheureusement réduire l’attrait de la résonance.

DIMENSIONNEMENT THEORIQUE

  Les caractéristiques de sortie en variable réduite permettent de bien illustrer ce problème. Il s’agit donc de fixer le point de fonctionnement nominal dans le plan xy. Avec le choix de ce point, les trois éléments seront fixés et donc également l’amplitude des formes d’ondes et les temps respectifs de chaque phase. L’unique contrainte émanant du fonctionnement est la commutation en Thyristor-dual (Mode ZVS). Comme nous l’avons déjà remarqué la commutation douce en ZVS est uniquement garantie au delà d’un courant minimal. Cette contrainte émane de la condition de passage de la phase 2 à la phase 3. En variables réduites cette frontière est donc définie par la valeur de x > 1. Avec cette unique contrainte le domaine de choix du point de fonctionnement reste très vaste. D’autres contraintes liées au dimensionnement vont nous permettre de réduire l’espace utilisable dans le plan xy. Ceci provient du choix des semiconducteurs, ou par un choix délibéré sur certaines valeurs de contraintes. Nous allons donc utiliser les limitations des composants actifs afin de circonscrire une aire de fonctionnement possible (Figure 8). Nous avons choisi de fixer les frontières· de fonctionnement à partir des différentes valeurs maximales de la tension et du courant des composants. En effet, pour la plupart des semiconducteurs, la valeur crête du courant n’est pas un paramètre dimensionnant (exception faite pour le transistor bipolaire). Le seul paramètre dimensionnant est la température de la puce qui résulte à la fois de la qualité thermique de l’assemblage et des courants moyens ou efficaces. L’introduction de contraintes sur le courant moyen et efficace serait par conséquent plus approprié. L’expression de ces grandeurs est assez complexe et les valeurs maximales donnent tout de même une bonne indication sur l’ordre de grandeur et le sens de leur évolution. Dans le dernier chapitre nous reviendrons sur le problème de l’optimisation. Le problème sera abordé de manière informatique et permettra de prendre en compte les valeurs moyennes et efficaces. Nous nous contentons pour la suite, des indications des valeurs maximales.

Choix de l’interrupteur:

  A des fréquences élevées (1 MHz) la technologie impose de toute façon un interrupteur de technologie MOS. L’équation décrivant la limite de tension (Vqmax) démontre une possibilité d’accroissemént de l’espace de dimensionnement avec la tension. Néanmoins il nous a semblé raisonnable de ne pas choisir des composants dans des gammes de tension les plus élevées (600 V, 800 V). Ces composants ont des résistances internes (Rdson) très élevées et augmentent donc les pertes par conduction de façon exagérée. L’interrupteur MOS ‘IRF 740′ a été choisi, sa tension limite est de 400 V. Avec une marge de sécurité de 50 V, la frontière est donnée avec Vqmax = 350 V. Hormis une dérive du point de fonctionnement du montage induite par une altération de la valeur de certains composants avec la température par exemple, la tension crête d’un interrupteur peut être choisie très proche de la tenue en tension du composant Les formes d’onde sont bien contrôlées et les éléments parasites liés à la circuiterie ou aux semiconducteurs sont intégrés d’emblée dans le mode de fonctionnement. Ce qui n’est pas le cas de la commutation dure, où l’inductance de la maille de commutation n’est connue qu’une fois l’implantation réalisée et que sa valeur peut remettre en cause le fonctionnement du convertisseur. Comme souligné précédemment l’expression du courant efficace étant compliqué, le critère du courant maximal permet de se faire une idée de son influence. Le courant maximal est fixé à Iqmax = 10 A.

LE FORWARD

   L’étude puis ensuite le dimensionnement des structures.à commutation forcée paraît toujours assez simple dans la mesure où les instants de commutation des semiconducteurs sont dépendants de la commande et donc bien connus. Nous allons voir grâce à ce convertisseur Forward que si une étude simplifiée avec des interrupteurs et des composants idéaux (transformateur) reste relativement simple et facile tout en permettant la compréhension du fonctionnement global du convertisseur, le fonctionnement fin, c’est-à-dire la prise en compte des moindres phénomènes parasites reste extrêmement délicat. Malheureusement, cette approche minutieuse est importante pour aboutir à une conception la plus soignée possible et bien sûr à des performances optimales que ce soit sur le plan des pertes ou de la signature CEM du convertisseur. Cette étude très approfondie peut déboucher sur des choix astucieux de composants semi-conducteurs (diodes Schottky pour le redresseur du secondaire). Très rapidement on vient à constater que des modèles simples à la fois de semiconducteurs et de transformateur que l’on pourrait utiliser dans un raisonnement qualitatif pour obtenir “l’allure” des formes d’ondes pendant les commutations sont très insuffisants. Dans une première démarche d’analyse des phénomènes, on aimerait pouvoir travailler uniquement sur des cellules de commutation dont on maîtrise bien le fonctionnement qualitatif. TI reste difficile de choisir à priori la complexité de modèles à mettre en œuvre pour une analyse pertinente. TI est ensuite possible de se lancer dans des simulations longues mettant en œuvre des modèles raffinés de composants afin d’obtenir cette fois quantitativement les contraintes instantanées. Pour ce convertisseur cette démarche échoue rapidement et on doit s’appuyer sur l’expérimentation pour tenter avec un outil de simulation d’expliquer les  différences observées lors de la commutation. Cette démarche que nous avons conduite avec le logiciel SPICE utilise le modèle de diode SPICE qui n’est bien sûr pas satisfaisant à tous les égards mais qui présente quand même l’avantage de comporter les phénomènes principaux que l’on rencontre dans la commutation. En conélusion, il n’est pas toujours évident sur ce type d’alimentation d’attribuer telle manifestation parasite (surcourant, surtension) à telle type d’interaction entre un élément parasite d’un composant passif (câblage ou transformateur) et les semiconducteurs. Par ailleurs, la présence de phases de conduction discontinue (absence de courant dans les semiconducteurs d’une cellule de commutation) rend l’analyse du problème encore plus délicate. Au cours de ce paragraphe, nous allons essayer de dé~omposer chaque commutation en faisant bien apparaître la cellule de commutation sollicitée ainsi que la succession de chaque phase induite par les comportements parasites des semiconducteurs.

METHODE 2D.

   La prise en compte d’une deuxième ou même de la troisième dimension doit être envisagée. Les moyens actuellement à notre disposition pour tenir compte de plusieurs dimensions sont les calcul par éléments finis avec les logiciels FLUX 2D et FLUX 3D. Dans le cas du dimensionnement, l’utilisation de tels logiciels est encore envisageable, même si cela est déjà lourd. En revanche les temps de calcul nécessaires sont incompatibles pour une utilisation en optimisation. Une approche 2D par calculs analytiques semble être la bonne voie. La deuxième dimension qui peut être prise en compte est la hauteur. Cette méthode va nous permettre de tenir compte d’un emplacement quelconque des couches dans la fenêtre de bobinage. Outre l’amélioration de la précision de la valeur de l’inductance basse fréquence, cette méthode permet d’étendre le domaine d’utilisation du calcul analytique. Dans la configuration de court-circuit, dans laquelle l’inductance de fuite est définie, les ampères-tours résultantes sur la fenêtre de bobinage sont nulles. A partir du théorème d’Ampère on trouve que le laplacien de A est égal à zéro.

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Table des matières

INTRODUCTION
1 ETUDE DES STRUCTURES
1.1 LE FLYBACK
1.2 LE FORWARD
2 ETUDE DES ÉLÉMENTS BOBINÉS
2.1 ETAT DE L’ART
2.2 PRÉDÉTERMINATION DES CARACTÉRISTIQUES MAGNÉTIQUES
2.3 EXTENSION DU MODÈLE ÉLECTROSTATIQUE
2.4 PROTOCOLE D’IDENTIFICATION
2.5 CONCLUSION GÉNÉRALE
3 PERFORMANCES CEM
3.1 PRÉSENTATION DES DIFFÉRENTES MÉTHODES DE CALCUL DE PERFORMANCES CEM
3.2 PRÉSENTATION DES MODELES DE SIMULATION
3.3 PERFORMANCES DU FLYBACK
3.4 PERFORMANCES DU FORWARD
3.5 ANALYSE DE SENSIBILITÉ DES PARAMÈTRES SUR LE FLYBACK
3.6 CONCLUSION
4 OPTIMISATION
4.1 INTRODUCTION
4.2 ENVIRONNEMENT DE CONCEPTION DE CONVERTISSEURS STATIQUES
4.3 ApPLICATION DU MONTAGE FLYBACK
4.4 CONCLUSION
CONCLUSION GÉNÉRALE
RÉFÉRENCES
ANNEXE 1
ANNEXE 2

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