Généralités sur la caractérisation des circuits différentiels

Les circuits asymétriques pour lesquels les signaux sont référencés à la masse (potentiel de référence de 0 V) constituent un moyen classique de transmission des signaux électriques entre un émetteur et un récepteur. De manière simple, un premier conducteur transporte l’information des signaux électriques et un second conducteur est relié au potentiel de référence (Figure I.1).

L’évolution de la conception et de la réalisation des circuits électroniques permet de développer des dispositifs RF et micro-ondes en augmentant la densité des blocs fonctionnels et des composants dans un circuit intégré. L’intégration des différentes fonctionnalités et la complexité croissante des circuits engendrent des enjeux liés aux interférences électromagnétiques et à l’alimentation électrique pour garantir le niveau de puissance de sortie et la linéarité requis. De nombreuses études ont été menées pour la conception et la caractérisation de circuits différentiels basés sur une topologie équilibrée avec l’utilisation de deux signaux de tensions opposées (même amplitude et différence de phase de 180°) afin de transmettre un signal avec un faible bruit et une gamme dynamique étendue [11]. Les signaux sur la paire de conducteurs équilibrés sont référencés les uns par rapport aux autres au lieu d’être référencés à la masse. La plupart des dispositifs différentiels sont conçus pour amplifier la composante différentielle et rejeter la composante commune ce qui permet d’éliminer pratiquement le bruit commun aux deux entrées.

Evidemment, la structure différentielle par rapport à la structure asymétrique présente des inconvénients liés à la complexité topologique et à la difficulté de caractérisation des circuits. Malgré ces inconvénients, les circuits différentiels sont largement utilisés pour la conception des différentes fonctions RF des systèmes de télécommunication grâce à l’avantage avéré en ce qui concerne l’immunité aux sources de bruit électrique de mode commun. En effet, des structures différentielles comme les paires torsadées sont utilisées jusqu’aux centaines de MHz pour la téléphonie et la transmission de données informatiques dans le but de limiter la sensibilité aux interférences électromagnétiques. Plus récemment, des structures différentielles ont été mises en œuvre dans des blocs fonctionnels dédiés à l’amplification faible bruit [12], au filtrage [13], au mélange [14] jusqu’à l’antenne [15]. Ce sont des composants primordiaux d’une chaîne de transmission des communications radio.

La ligne coaxiale est composée de deux conducteurs, interne et externe séparés par une couche isolante ou diélectrique. Le terme « coaxial » signifie que l’axe géométrique est partagé entre les deux conducteurs du câble. Cette géométrie permet de transmettre des signaux sous forme d’ondes transverses électromagnétiques (TEM) dans l’espace confiné, où les champs électrique (E̅) et magnétique (H̅) sont perpendiculaires l’un à l’autre et à la direction de propagation. C’est l’une des lignes de transmission fondamentales grâce à sa caractéristique large bande, allant des basses fréquences aux hyperfréquences. A la différence du câble coaxial, le guide d’ondes est constitué d’un seul conducteur en forme de tube métallique creux ayant une section transversale rectangulaire, circulaire ou elliptique. Par rapport au câble coaxial, le guide d’ondes présente des avantages associés à  forte capacité en puissance et aux faibles pertes. Cependant, il est volumineux, coûteux et moins flexible et présente une bande de fréquence de fonctionnement limitée. Des lignes de transmission planaires (lignes MS, lignes à fente, lignes coplanaires, etc.) peuvent être considérées comme une meilleure alternative en termes de miniaturisation et d’intégration des circuits. Par conséquent, des circuits intégrés en technologies planaires ont trouvé progressivement leur place dans les systèmes RF et micro-ondes.

Nous allons donc définir les modes de propagation impair, pair, différentiel et commun associés à la structure différentielle, puis nous résumerons les caractéristiques et les principes de fonctionnement de la ligne MS et de la ligne coplanaire couplées, habituellement utilisées pour la conception de circuits intégrés monolithiques hyperfréquences (MMIC). Nous présenterons également la caractérisation des dispositifs micro-ondes au moyen des paramètres S notamment en mode mixte pour les circuits différentiels ainsi que les différentes approches envisageables. La dernière partie du chapitre décrira plus particulièrement le système de mesure utilisé qui comprend un ARV 4-ports, une station de mesure sous pointes, des sondes RF différentielles et des câbles coaxiaux.

Circuits différentiels

Modes de propagation 

Dans la théorie des lignes de transmission, l’énergie d’un signal électrique est transportée sous forme d’une onde électromagnétique se propageant dans un milieu comme le diélectrique, l’air ou même le vide. Un mode de propagation est une configuration spécifique du champ électromagnétique qui obéit à une distribution particulière selon la structure, la géométrie, les matériaux et la fréquence de fonctionnement. Dans les circuits différentiels, une paire de signaux électriques peut être décomposée en une paire de signaux identiques et une paire de signaux opposés engendrant deux modes principaux de propagation des ondes radiofréquences. Les deux termes impair et pair sont très souvent utilisés dans la littérature pour définir les deux modes de propagation du signal sur des lignes de transmission couplées [16], [17]. Le mode impair est défini de telle sorte que les signaux circulant dans les deux lignes conductrices ont la même amplitude mais un déphasage relatif de 180° (Figure I.5a). Les signaux du mode pair circulant sur les deux lignes ont la même amplitude avec un déphasage relatif de 0° (Figure I.5b).

Chaque mode possède une vitesse de propagation et une impédance caractéristique propres en raison des différentes orientations de champ. Dans le cas où des lignes de transmission sont relativement proches, les champs générés par une ligne peuvent se propager sur une autre ligne. Ce phénomène de transfert d’énergie se représente par le facteur de couplage (K). La détermination du facteur de couplage entre les deux lignes conductrices d’une structure différentielle aide à mieux concevoir et caractériser le composant en fonction des besoins.

Les modes différentiel et commun sont respectivement des terminologies équivalentes aux modes impair et pair. Pour la définition de paramètres S en mode mixte, les termes différentiel et commun sont préférables. Les paramètres des lignes couplées (courant, tension) utilisés en modes différentiel et commun peuvent être dérivés à partir de ceux en modes impair et pair. La différence des notions entre les modes impair et pair avec les modes différentiel et commun s’explique par la définition des tensions et courants relatifs à chaque mode [18] (Figure I.6).

Prenons l’exemple d’un dispositif à quatre ports physiques en mode asymétrique dans lequel les signaux de chaque port retournent à la masse (Figure I.7a). Une autre représentation peut être introduite en regroupant les deux ports d’entrée et les deux ports de sortie pour former un dispositif sous test (DST) de deux accès en mode mixte, autrement dit, de deux ports logiques (Figure I.7b). Le terme « mode mixte » signifie que les deux modes différentiel et commun peuvent exister simultanément.

Ligne de transmission en structure planaire couplée

Ligne MS couplée 

La ligne MS est constituée de deux conducteurs, d’un ruban métallique de largeur W et d’un plan de masse, séparés l’un de l’autre par un substrat diélectrique d’épaisseur Hs et de permittivité relative εr [19]. C’est le type de ligne de transmission planaire fréquemment utilisée pour la fabrication de circuits intégrés en raison de nombreux avantages. La géométrie très simple facilite l’intégration et permet donc de réduire le coût. Les caractéristiques dépendent des dimensions et des matériaux du conducteur et du diélectrique. En plus des lignes de champs réparties dans le substrat, une faible partie du champ électromagnétique se retrouve dans l’air au-dessus de celui-ci (Figure I.8) et le milieu de propagation n’est donc pas homogène.

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Table des matières

INTRODUCTION GENERALE
CHAPITRE I. GENERALITES SUR LA CARACTERISATION DES CIRCUITS DIFFERENTIELS
1.1. INTRODUCTION
1.2. CIRCUITS DIFFERENTIELS
1.2.1. Modes de propagation
1.2.2. Ligne de transmission en structure planaire couplée
1.2.2.1. Ligne MS couplée
1.2.2.2. Ligne CPW couplée
1.3. CARACTERISATION DES COMPOSANTS ELECTRONIQUES A HAUTE FREQUENCE
1.3.1. Matrice des paramètres S
1.3.1.1. Intérêt des paramètres S.
1.3.1.2. Présentation des paramètres S
1.3.2. Matrice S en mode mixte
1.3.2.1. Présentation des paramètres S en mode mixte
1.3.2.2. Transformation des paramètres S classiques en paramètres S en mode mixte
1.3.3. Différentes méthodes de mesure des composants différentiels
1.4. SYSTEME DE MESURE DES PARAMETRES S
1.4.1. Analyseur de réseau vectoriel
1.4.1.1. Architecture principale d’un ARV
1.4.1.2. ARV 4-ports
1.4.1.3. Opération d’un ARV 4-ports en mode différentiel vrai
1.4.2. Station de mesure sous pointes
CHAPITRE II. METHODES D’ETALONNAGE POUR LA MESURE DE PARAMETRES S SOUS POINTES
2.1. INTRODUCTION
2.2. SOURCES DES ERREURS DE MESURE DES PARAMETRES S
2.2.1. Erreurs non-corrigées par l’étalonnage
2.2.1.1. Erreurs aléatoires
2.2.1.2. Erreurs de dérive
2.2.2. Erreurs systématiques corrigées par l’étalonnage
2.2.2.1. Directivité
2.2.2.2. Désadaptation de la source et de la charge
2.2.2.3. Déséquilibre en réflexion et en transmission
2.2.2.4. Diaphonie
2.3. ETALONNAGE POUR LA MESURE D’UNE CHARGE
2.4. ETALONNAGE POUR LA MESURE D’UN QUADRIPOLE
2.4.1. Modèle à douze termes d’erreur
2.4.1.1. Diagramme de fluence
2.4.1.2. Méthode d’étalonnage SOLT
2.4.2. Modèle à huit termes d’erreur
2.4.2.1. Méthodes d’étalonnage TRL et Multiline TRL
2.4.2.2. Méthode d’étalonnage LRM et LRRM
2.5. ETALONNAGE POUR LA MESURE D’UN CIRCUIT DIFFERENTIEL
2.5.1. Etalonnage de l’ARV multiports
2.5.1.1. Modèle d’erreur d’un ARV multiports
2.5.1.2. Termes d’erreur des commutateurs de l’ARV 4-ports
2.5.1.3. Enjeux relatifs à la mesure sous pointes d’un circuit à quatre-ports
2.5.2. Méthode d’étalonnage Multimode TRL
2.5.2.1. Principe général
2.5.2.2. Détermination des constantes de propagation complexes
2.5.2.3. Détermination des termes d’erreur
2.6. DEUX APPROCHES DE MESURE DES PARAMETRES S EN MODE MIXTE SOUS POINTES
CHAPITRE III. CONCEPTION D’ETALONS INTEGRES POUR LA METHODE D’ETALONNAGE MULTIMODE TRL
3.1. CHOIX DE LA STRUCTURE DES ETALONS
3.1.1. Choix de la technologie planaire
3.1.2. Choix des matériaux
3.1.3. Choix des dimensions
3.2. SIMULATION 3D ELECTROMAGNETIQUE A L’AIDE DU LOGICIEL « CST MICROWAVE STUDIO »
3.2.1. Simulation des paramètres S en mode mixte des lignes CCPW
3.2.2. Permittivité effective et impédance caractéristique de la ligne à partir de la simulation sous CST
3.3. KIT D’ETALONNAGE ET DE VERIFICATION
3.3.1. Etalons Multimode TRL
3.3.1.1. Lignes étalons Thru et Line
3.3.1.2. Etalon Reflect
3.3.2. Elements de vérification
3.3.2.1. Ligne CCPW adaptée
3.3.2.2. Double atténuateur en T
3.3.2.3. Ligne désadaptée
3.3.2.4. Ligne déséquilibrée
3.3.3. Ensemble du kit d’étalonnage et du kit de vérification
3.3.4. Validation de l’algorithme Multimode TRL par les données de simulation
3.4. DETERMINATION DE L’IMPEDANCE CARACTERISTIQUE DE LA LIGNE CCPW
3.4.1. Valeur statique de l’impédance caractéristique de la ligne
3.4.2. Détermination de l’impédance caractéristique en fonction de la fréquence
CONCLUSION GENERALE

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