Convertisseur en source de tension à MLI triphasé

Dispositifs d’électronique de puissance

   Les convertisseurs auto-commutés utilisent des dispositifs de commutation commandables à l’ouverture et à la fermeture tels que l’IGBT et les transistors MOSFET. L’onduleur auto-commuté peut commander avec précision la forme d’onde de la tension et du courant du côté c.a., lui permettant de contrôler le facteur de puissance et de limiter les courants harmoniques avec des filtres de dimensions modérées. La plupart des interfaces d’onduleur pour la génération distribuée utilisent des composants autocommutés. Les convertisseurs de très grande puissance utilisent des dispositifs commandables à la fermeture seulement (thyristors).

Convertisseur en source de tension (VSC)

   Les différents types de transistors et les diodes pouvant bloquer la tension de seulement une polarité, ont mené à la structure montrée dans fig. 2(a). Cette structure peut se composer de deux convertisseurs séparés, un du côté réseau et l’autre du côté ressource. Les ports c.e. de ces deux convertisseurs sont reliés entre eux par un condensateur parallèle formant un lien à tension constante, par conséquent le système est appelé lien de tension (ou en source de tension). La polarité de tension aux bornes de ce lien c.e. ne s’inverse pas, ainsi des transistors à tenue unipolaire en tension peuvent être employés tels des IGBT. Du côté a.c., on retrouve des tensions hachées en morceaux. Dans certaines applications, la puissance traversant ces convertisseurs peut être inversée par inversion de la direction du courant. Les commutateurs du convertisseur doivent être bidirectionnels en courant et unidirectionnels en tension. Cette structure est employée dans une gamme de puissance très étendue, de quelques dizaines de watts aux centaines de mégawatts.

Convertisseur en source de courant (CSC)

  Pour les puissances importantes, se prolongeant jusqu’aux milliers de mégawatts, il devient avantageux d’employer une structure à lien de courant (ou en source de courant) pour exploiter les capacités de puissance plus élevées et les possibilités de blocage bipolaire des thyristors (on pourrait aussi avoir des IGBT avec des diodes en série ou des GTO). Dans de tels systèmes, comme montré dans la fig. 2(b ), une inductance en série entre les deux convertisseurs agit comme un lien de courant constant. Le transfert de puissance peut être renversé en renversant la polarité de la tension, tandis que le courant ne peut circuler seulement que dans une direction. Les commutateurs  dans le pont du convertisseur doivent être unidirectionnels en courant et bidirectionnels en tension. Les courants qu’on retrouve du côté a.c. sont hachés en morceaux.

Revue de la littérature sur les topologies des convertisseurs électronique de puissance

  Cette section passe en revue les topologies de convertisseurs électronique de puissance c.a.-c.a. les plus couramment utilisées pour la génération distribuée. Elle est en partie basée sur un rapport présentant la situation actuelle sur les génératrices et convertisseurs électronique de puissance pour éoliennes :Hansen et al. [1].
Système redresseur-onduleur de tension à MLI Le système redresseur-onduleur de tension à MLI triphasé est un convertisseur de puissance bidirectionnel comportant deux convertisseurs en source de tension à MLI conventionnels connectés en opposition. Cette topologie est montrée à la figure 6. L’écoulement de puissance du convertisseur du côté réseau est commandé de manière à maintenir constante la tension du bus continu, alors que la commande du côté de la génératrice est réglée de façon à répondre au besoin en magnétisation et à maintenir la vitesse de référence ou le couple. La commande du système redresseur-onduleur de tension à MLI triphasé dans des applications d’éoliennes est décrite dans plusieurs articles: Bogalecka [2], Knowles-Spittle et al. [3], Pena et al. [4], Tang et Xu [5].
Avantages du système redresseur-onduleur de tension à MLI Le convertisseur en source de tension à MLI est le convertisseur triphasé le plus fréquemment utilisé. Beaucoup de fabricants produisent des composants particulièrement conçus pour être utilisés dans ce type de convertisseur (par exemple, un module comportant six transistors connectés en pont et munis des diodes anti parallèle). À cause de cela, les coûts des composants peuvent être peu élevés comparativement aux convertisseurs exigeant des composants conçus pour une production spécialisée. Un avantage technique du convertisseur de tension à MLI provient du condensateur de découplage entre l’onduleur du côté réseau et le redresseur du côté génératrice : En plus d’offrir une certaine protection, ce découplage permet des contrôles séparés des deux convertisseurs.
Inconvénients du système redresseur-onduleur de tension à MLI L’inconvénient maJeur du système redresseur-onduleur de tension à MLI triphasé provient de la présence du condensateur de lien c.e. Un autre inconvénient important du système redresseur-onduleur de tension à MLI provient des pertes par commutation. Son encombrement et son poids augmentent les coûts et réduisent la vie globale du système selon Wen-Song et Ying-Yu [6], Kim et Sul [7], Kim et al.[8].
Convertisseur tandem Le convertisseur tandem est une topologie tout à fait nouvelle. La topologie du convertisseur tandem est montrée à la figure 7. Le convertisseur tandem se compose de deux convertisseurs complémentaires: un convertisseur de type source de courant (CSI) appelé convertisseur primaire, et un système redresseur-onduleur de tension à MLI, appelé convertisseur secondaire. La commande la plus avantageuse des convertisseurs est de commander le convertisseur primaire pour le faire fonctionner en mode onde carrée de courant. L’idée derrière le convertisseur tandem est d’utiliser un convertisseur en source de tension à MLI comme un filtre actif pour compenser la distorsion harmonique introduite par le convertisseur en source de courant. Dans ce cas, le VSI fournit la différence entre les courants sinusoïdaux de sortie et les courants du CSI. À la différence du convertisseur primaire, le convertisseur secondaire doit fonctionner à une fréquence de commutation élevée, par contre, le courant du esc ne représente seulement qu’une petite partie du courant total. La figure 8 illustre la forme d’onde du courant pour le convertisseur primaire, Ip, pour le convertisseur secondaire, Is, et le courant de charge total Il.
Avantages du convertisseur tandem Les avantages du convertisseur tandem sont la basse fréquence de commutation du convertisseur primaire, et le faible niveau du courant commuté dans le convertisseur secondaire. La performance dynamique globale du convertisseur tandem serait supérieure au CSI et au VSI : Trzynadlowski et al. [9].
Inconvénients du convertisseur tandem Un obstacle inhérent à l’utilisation du convertisseur tandem provient du nombre élevé de composants et de capteurs exigés. Ceci augmente les coûts et la complexité de la partie matérielle et de la partie logicielle.
Convertisseur matriciel La topologie de convertisseur matriciel est montrée à la figure 9. L’idée fondamentale du convertisseur matriciel est la suivante : Considérant le réseau (entrée) comme une source de tension et la sortie comme une source de courant triphasée. En reliant correctement les bornes de sortie du convertisseur aux bornes d’entrée, on peut imposer le courant d’entrée ainsi que la tension de sortie à la fréquence désirée. Afin de protéger le convertisseur, les deux règles suivantes de commande doivent être satisfaites: on ne doit jamais permettre à deux (ou trois) commutateurs dans un bras de sortie d’être fermés en même temps. Toutes les trois phases de sortie doivent être reliées en tout temps à 1 ‘une des phases d’entrée. La commutation du courant entre deux phases d’entrée consistant à transférer un courant inductif d’une source de tension à l’autre, on est pris entre deux mondes impossibles: ou bien court-circuiter deux phases d’entrée, ou bien interrompre un courant de sortie inductif.
Avantages du convertisseur matriciel Bien que le convertisseur matriciel inclue six commutateurs de puissance additionnels comparé au système redresseur-onduleur de tension à MLI, l’absence du condensateur de bus continu peut augmenter l’efficacité et la durée de vie du convertisseur : Schuster.
Inconvénients du convertisseur matriciel Plusieurs articles ont traité des problèmes du convertisseur matriciel et diverses solutions ont été proposées : Wheeler et Grant [12], Neft et Schauder [13], Beasant et al. [14], Burany [15], Hey et al. [16], Kwon et al. [17], Casadei et al. [18], Casadei et al. [19], Enjeti et Wang [20], Nielsen et al. [21], Oyama et al. [22], Zhang et al. [23]. Dans plusieurs articles traitant du convertisseur matriciel, on signale que l’absence d’un véritable commutateur bidirectionnel est un des obstacles principaux à l’essor du convertisseur matriciel. En raison de l’absence de lien c.e., il n’y a aucun découplage entre l’entrée et la sortie du convertisseur et ceci pourrait entraîner des problèmes de stabilité. En outre, la protection du convertisseur matriciel dans une situation de défaut présente un problème.
Convertisseur moiti-niveaux
Depuis le développement de l’onduleur de tension à trois nivaux NPC (Neutral-PointClamped), proposé la première fois en 1981 par Nabae, plusieurs autres topologies multi-niveaux de convertisseur ont été rapportées dans la littérature.
a) Configuration à diodes de bouclage (diode clamps).
b) Configuration à commutateurs d’interconnexion bidirectionnels.
c) Configuration à condensateur flotteur (flying capacitor).
d) Configuration à onduleurs triphasés multiples.
e) Configuration à onduleurs monophasés en pont cascadés.
L’idée générale derrière la technologie de convertisseur multi-niveaux est de créer une tension sinusoïdale (en forme d’escalier) à partir de plusieurs niveaux de tension. Les différentes topologies de convertisseurs multi-niveaux proposées peuvent être classifiées selon cinq catégories : Lai et Peng [24], Lai et Peng [25], Manjrekar et Venkataramanan [26], Marchesoni et Mazzucchelli [27], Lim et al. [28], Wei et al. [29], Brumsickle et al. [30], Yuan et al. [31 ], Cengelci et al. [32], Peng et al. [33]. Steigerwald [34] fournit l’exemple d’un convertisseur à trois niveaux : chaque phase est capable de produire trois niveaux (-Udc, 0, Udc) à la sortie, ce qui permet des schèmes de modulation très sophistiqués souvent basés sur la modulation SVPWM. Un avantage majeur pour les applications à haut voltage est que la tension maximale c.e. appliquée aux commutateurs est la moitié de la tension du lien c.e. Ceci provient des diodes connectées à la prise milieu du lien c.e. Rien ne garantissant que la tension des condensateurs ne conserve sa valeur à la demie de la tension du lien c.e., plusieurs solutions ont été proposées pour maintenir la tension du point milieu. Un contrôle actif par la commande approprie des durées de commutation tout en produisant une forme d’onde de sortie correcte semble être une solution attrayante.
Avantages du convertisseur moiti-niveaux Au début, le but principal du convertisseur multi-niveaux était la possibilité de réaliser des convertisseurs ayant des capacités de tension plus élevées. À mesure que la dimension des composants augmente et que les propriétés de commutation et de conduction s’améliorent, les avantages à utiliser des convertisseurs multiniveaux deviennent de plus en plus évidents. Des articles récents soulignent les avantages du convertisseurs multi-niveaux : Tolbert et al. [35], Rodriguez et al. [36]. Selon Marchesoni et Mazzucchelli [27], pour obtenir la même performance harmonique, la fréquence de commutation d’un convertisseur multiniveaux peut être réduite à 25% de la fréquence de commutation d’un convertisseur à deux niveaux, ce qui entraîne une réduction des pertes par commutation.
Inconvénients du convertisseur moiti-niveaux L’inconvénient le plus généralement rapporté des convertisseurs multiniveaux avec un lien c.e. à prises multiples provient du déséquilibre de tension entre les condensateurs qu’il contient. De nombreuses solutions matérielles et logicielles ont été proposées Butterworth [37], Newton et Sumner [38], Peng et al.[39].
Convertisseur à résonance On retient trois topologies de convertisseurs ac-ac résonants ayant une capacité d’écoulement bidirectionnel de puissance. Le facteur de puissance du côté réseau peut être contrôlé pour qu’il soit en avance, en retard, ou unitaire. Ces topologies sont : le convertisseur à liaison c.e. résonante (resonant dc-link), le convertisseur à pole de commutation résonant auxiliaire (ARCP), et le convertisseur à liaison a.c. résonante. On peut citer parmi les principaux critères d’évaluation, la performance spectrale, les pertes par commutation et le nombre de composants additionnels.
Convertisseur à liaison c.e. résonante Le concept de liaison c.e. résonante a été développé par Divan. Le ACRDCL (actively clamped resonant dc-link) est un exemple de convertisseur à liaison c.e. résonante. Comme le montre Steigerwald [34], dans le convertisseur à liaison c.e. résonante, la liaison c.e. est forcée de résonner à tension nulle de telle sorte que les commutateurs en état passant puissent être bloqués à zéro voltage. Pour initier un cycle de résonance, tous les commutateurs sont allumés en même temps, établissant un courant inductif initial. Quand le courant désiré est atteint, seuls les commutateurs sélectionnés, selon la technique de modulation PDM (pulse density modulation), sont bloqués pour obtenir la tension de sortie voulue. Selon [40], la fréquence de résonance étant de l’ordre des dizaines de kHz, la sortie du convertisseur est constituée d’impulsions discrètes qui, une fois intégrées, peuvent reconstituer n’importe quel signal a.c. avec une précision raisonnable. Dans le ACRDCL un circuit constitué d’un condensateur en série avec un transistor et une diode anti-parallèle agit comme une ‘clamp’ pour bloquer la tension du bus continu à 1.4 pu Les avantages pourraient être nombreux, d’après [40] :
– Les pertes par commutation au blocage et à l’allumage des commutateurs sont minimales, donnant un rendement élevé de conversion d’énergie.
– L’échauffement des semi-conducteurs est faible car il est seulement causé par les pertes par conduction, ainsi, ils requièrent moins de refroidissement.
– L’onduleur peut fonctionner sans amortisseurs de surtension (snubbers)
– Tous ces facteurs réduisent l’encombrement du convertisseur et contribuent à réduire son coût.
– La fiabilité des dispositifs est accrue parce qu il n y a pas de contraintes dues à des excursions dans la zone de fonctionnement active du semi-conducteur.
– Les problèmes d’EMI sont moins sévères parce que les impulsions résonantes de tension ont un dv/dt plus bas comparativement aux convertisseurs à commutation dure.
– Pour un entraînement de moteur, le bruit acoustique sera moindre à cause de la fréquence élevée de commutation.
– Les contraintes sur l’isolation électrique de la machine sont moins sévères parce que les impulsions résonantes ont un dv/dt qui est moindre. D’après West et al. [41], la diminution des pertes par commutation autorise des fréquences de commutation plus élevées. Le circuit original de Divan présentait le désavantage d’un dimensionnement plus élevé qu’un circuit à commutation dure pour la tension ou le courant parce que les commutateurs devaient porter des composantes résonantes de courant ou de tension. D’autres limitations étaient dues à la complexité du contrôle et à l’absence de possibilité de MLI véritable. Depuis, des recherches dans ce domaine ont levé la limitation concernant le dimensionnement plus élevé des composants et des schèmes de commande ont été inventés qui se rapprochent de la MLI véritable. La commutation dure est simple et moins dispendieuse que la commutation douce.0 L’avantage réel de la commutation douce serait une réduction considérable des pertes par commutation et des taux de variation des tensions ( dv/dt) et des courants (di/dt) significativement réduits. Les pertes par commutation seraient d’une importance critique pour la fiabilité du convertisseur, parce qu’elles conduisent à l’échauffement des semiconducteurs et précipitent leur détérioration. Les convertisseurs utilisant la commutation douce requièrent un plus grand nombre de composants et leur contrôle est plus complexe et, donc, ils seraient plus coûteux et aussi moins fiables que les convertisseurs utilisant la commutation dure.
Convertisseur à pole de commutation résonant auxiliaire (ARCP) Steigerwald [34] explique que la commutation douce est difficile à réaliser dans les convertisseurs à MLI car le courant dans un pole ne s’inverse pas nécessairement à chaque cycle de modulation de telle sorte que le courant ne circule pas toujours dans la bonne direction au moment où doit s’effectuer la commutation. Le ARCP utilise un circuit auxiliaire afin de permettre de changer 1 ‘état des commutateurs principaux à n’importe quel moment. Dans la topologie ARCP, les courants des commutateurs principaux peuvent être inversés par le circuit auxiliaire et, par un contrôle approprié de l’instant exact, la commutation douce peut être obtenue. Notons que la commutation douce est obtenue même quand le courant est dans la « mauvaise » direction (c’est-à-dire dans la diode de roue libre). L’usage des convertisseurs à résonance est limité à cause du coût additionnel des composantes auxiliaires et des circuits d’interface (gate drivers) D’après De Doncker et Lyons [42], le ARCP est une topologie qui réalise la commutation douce sans nécessiter un dimensionnement plus élevé des composants principaux. En plus le convertisseur ARCP est capable de modulation PWM véritable pour chacune des phases. Les commutateurs principaux commutent à zéro voltage et les commutateurs auxiliaires à zéro courant. Les avantages du ARCP peuvent se résumer ainsi:
– performance spectrale équivalente à celle des convertisseurs à commutation dure.
– contraintes réduites comparativement au convertisseurs à commutation dure et au ACRDCL (di/dt et dv/dt contrôlé).
– possibilité de fréquence de commutation élevée avec des pertes par commutation faibles.
– haut rendement.
– circuit auxiliaire de dimension réduite.
Les désavantages seraient le coût du circuit auxiliaire et des circuits  d’interface associés. D. Perrault du MIT, affirme que ce convertisseur à résonance permet un contrôle total mais que sa commande est compliquée et qu’il requiert des capteurs très complexes.
Convertisseur à liaison a.c. résonante Selon Sul et Li po [ 43], un facteur important de la popularité du système redresseuronduleur est la facilité et l’efficacité du stockage d’énergie, essentiel au découplage de la source et de la charge, qui peut être réalisé avec des condensateurs électrolytiques. Ceux-ci fournissent, à bas prix, un stockage d’énergie à haute densité. Cependant ce type de système de conversion d’énergie basé sur un lien c.e. a plusieurs limitations qui lui sont inhérentes. Un désavantage important sont les pertes par commutation et les contraintes qui se produisent durant la commutation, ce qui impose une limite à la fréquence de commutation.Dans le convertisseur résonant à liaison a.c., la fréquence typique est de 20 kHz. Le système utilise des commutateurs auto-commutés bidirectionnels en tension et en courant. Les convertisseurs d’entrée et de sortie commutent à zéro voltage. Le coût élevé des commutateurs bidirectionnels peut constituer un obstacle à l’utilisation du convertisseur résonant à liaison a.c. Les techniques de modulation employées sont le (pulse density modulation) PDM ou la modulation delta.
Comparaison des cinq convertisseurs ac-ac
Les cinq convertisseurs présentés plus haut: (le système redresseur onduleur à MLI triphasé, le convertisseur tandem, le convertisseur matriciel, le convertisseur multiniveaux et le convertisseur à résonance)  peuvent être évalués en termes de leur application pour des éoliennes. Pour chaque convertisseur, un résumé de la topologie et des principes de fonctionnement a été présenté. Dans les éoliennes d’aujourd’hui, le convertisseur qui est le plus utilisé est le système redresseur-onduleur.  Son utilisation est la moins problématique parce qu’elle est la plus répandue. En guise de récapitulation, on conclut que le système redresseur-onduleur de tension à MLI est la configuration la plus appropriée pour des convertisseurs destinés à la génération distribuée d’énergie.

Convertisseur en source de tension à MLI triphasé

   Un convertisseur en source de tension à modulation de largeur d’impulsions (MLI) a des caractéristiques utiles des deux côtés c.e. et c.a. Les convertisseurs à MLI de type ‘boost’ fournissent une interface c.e.-c.a. bidirectionnelle avec des courants de haute qualité du côté à c.a. et un facteur de déplacement contrôlable. Un VSI commandé en courant peut produire un courant c.a. qui suit une forme d’onde de référence désirée et ainsi peut transférer la puissance active capturée avec de la puissance réactive contrôlable et cela avec le minimum de pollution harmonique. Parmi les avantages de l’onduleur de type source de tension à MLI triphasé, mentionnons :
a) Le contrôle du facteur de puissance.
b) L’écoulement bidirectionnel de la puissance, c’est-à-dire, la régénération (transfert de puissance active à partir du côté c.e. vers le côté c.a.) et la redressement (transfert de puissance active à partir du c.a. vers le côté c.e.).
c) Fréquence de commutation constante (conception facile du filtre d’EMI).
d) La forme d’onde de courant presque parfaitement sinusoïdale c’est-à dire une faible distorsion harmonique du courant de ligne (THD plus petite que 5%)
e) Tension du lien c.e. unidirectionnelle.

Filtrage anti-aliasing et largeur de bande

  La période d’échantillonnage est de 40 f!S, ce qui correspond à une fréquence de prélèvement de 25 kHz. Un filtre anti-aliasing élimine tout signal de fréquence supérieure à la fréquence de Nyquist (12.5 kHz). Le filtre analogique d’anti-aliasing est du troisième ordre et sa fréquence de coupure est de 5 kHz. Un filtrage numérique additionnel (Schéma bloc ‘LPF’) assure un filtrage presque parfait. Le filtrage ne gêne pas le fonctionnement des compensateurs car cette fréquence est beaucoup plus élevée que la fréquence de ‘crossover’ même la plus haute. À titre d’exemple: Pour Te = 50j.JS on a: feu =330Hz, fei =1592Hz et pour Te = 350j.JS : feu =47Hz, fei =227Hz D’autres designs vont synchroniser la lecture avec la MLI, en début et en milieu de période de commutation par exemple, avec un filtrage de premier ordre seulement. Mais cette solution est plus contraignante au niveau logiciel.

Réglage des régulateurs

La valeur mesurée de T. varie selon la fréquence de modulation et vaut300,us à 8 kHz pour une période d’échantillonnage de 40J..LS. Les paramètres des compensateurs ont été ajustés selon le calcul donné au chapitre Il. Le Tracé de Hou (s) dans le plan de BlackNichols montre que pour de grandes valeurs positives de i;c, la marge de gain peut devenir insuffisante. Le gain Ku a donc été réduit de façon à assurer une marge de gain plus importante. L’effet d’un gain réduit est un dépassement de tension udcplus grand que prévu et avec une rapidité moindre. Vérification par mesure du réglage correct des boucles d’asservissement La vérification du réglage adéquat des compensateurs a été réalisée par mesure actuelle des marges de gain et de phase. Tandis que ces mesures caractérisent les caractéristiques en boucle ouverte de la boucle de rétroaction, elles sont mesurées dans une configuration en boucle fermée. Un petit signal sinusoïdal est injecté à un point de la boucle et, pendant qu’on fait varier la fréquence, le gain de boucle et la différence de phase autour de la boucle sont mesurés. Voir annexe 2 : Mesure des marges de gain et de phase.

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Table des matières

ABSTRACT
REMERCIEMENTS
LISTE DES FIGURES
LISTE DES ABRÉVIATIONS ET SIGLES
INTRODUCTION
CHAPITRE 1 GÉNÉRALITÉS 
1.1 Introduction
1.2 Revue de la littérature sur les topologies des convertisseurs électronique de puissance
1.2.1 Système redresseur-onduleur de tension à MLI
1.2.1.1 Avantages du système redresseur-onduleur de tension à MLI
1.2.1.2 Inconvénients du système redresseur-onduleur de tension à MLI
1.2.2 Convertisseur tandem
1.2 .2 .1 Avantages du convertisseur tandem
1.2.2.2 Inconvénients du convertisseur tandem
1.2.3 Convertisseur matriciel
1.2.3 .1 Avantages du convertisseur matriciel
1.2.3.2 Inconvénients du convertisseur matriciel
1.2.4 Convertisseur multi-niveaux
1.2.4.1 Avantages du convertisseur multi-niveaux
1.2.4.2 Inconvénients du convertisseur multi-niveaux
1.2.5 Convertisseur à résonance
1.2.5 .1 Convertisseur à liaison c.e. résonante
1.2.5 .2 Convertisseur à pole de commutation résonant auxiliaire (ARCP)
1.2.5 .3 Convertisseur à liaison a.c. résonante
1.2.6 Comparaison des cinq convertisseurs ac-ac
1.3 Convertisseur en source de tension à MLI triphasé
1. 4 Vecteurs spatiaux
1.4.1 Modulation vectorielle
1.4.2 Schèmes de modulation SVPWM
1.4.3 Transformation de Park
1.4.4 Définition des puissances instantanées actives et réactives
1.4.5 Puissance instantanée exprimée dans les repères OajJ etOdq
1.5 Conclusion
CHAPITRE 2 COMMANDE DE L’ONDULEUR DE TENSION À MLI TRIPHASÉPARTIE 1 
2.1 Introduction
2.2 Techniques numériques de commande de courant
2.2.1 Commande à réponse ‘pile’
2.2.2 Commande par hystérésis
2.2.3 Commande linéaire de type Pl
2.3 Commande vectorielle
2.4 Onduleur en source.de tension triphasé
2.4.1 Modèle mathématique dans le système de coordonnées abc et modèle dans le repère dq
2.4.2 Compensation pour le couplage des axes q-d et pour la tension du réseau
2.5 · Représentation grands signaux à un seul axe
2.6 Conclusion
CHAPITRE 3 COMMANDE DE L’ONDULEUR DE TENSION À MLI TRIPHASÉPARTIE 2
3.1 Introduction
3.2 Représentation simplifiée ‘équivalente’
3.3 Linéarisation au point de fonctionnement
3.4 Calcul des paramètres des régulateurs
3 .4.1 Boucle de courant
3.4.2 Boucle de tension
3 .4.3 Réglage des paramètres des régulateurs
3.5 Réponse indicielle à une perturbation de courant
3.6 Analyse de la stabilité
3.6.1 Tracé des réponses fréquentielles dans le plan de Black-Nichols
3.6.2 Valeurs propres
3.7 Modèle grands signaux à contrôle indépendant des courants q et d
3. 7.1 Modèle moyen et modèle instantané
3.7.2 Fonctionnement en régime permanent
3. 7.3 Fonctionnement en régime transitoire
3.8 Conclusion
CHAPITRE 4 RÉGULATEUR DE COURANT COMPLEXE BASÉ SUR UN MODÈLE INTERNE SINUSOÏDAL
4.1 Introduction
4.2 Structure de commande
4.3 Résumé de la méthode proposée
4.4 Commande du courant dans le plan complexe
4 . 5 Reponse ‘ d e l’ erreur en regime ‘ · tr ans1 « to » u e
4.6 Régulateur complexe exprimé dans le référentiel ABC
4. 7 Schéma de contrôle de 1′ onduleur dans le référentiel ABC
4.8 Schéma de contrôle de l’onduleur dans le référentiel D-Q synchrone
4.9 Équivalence des fonctions de transfert dans le référentiel stationnaire ABC et le référentiel synchrone D-Q
4.10 Équivalence des références de courant dans le référentie stationnaire ABC et le référentiel synchrone D-Q
4.11 Passage du système de référence synchrone D-Q au système ABC incluant la matrice de découplage
4.12 Conclusion
CHAPITRE 5 MONTAGES ET MESURES
5.1 Introduction
5.2 Filtrage an ti -aliasing et largeur de bande
5.3 Résultats expérimentaux
5.3.1 Fonctionnement en régime permanent
5.3.2 Fonctionnement en régime transitoire
5.3 .3 Application: Qualité de 1′ énergie
5.3.3.1 Régulation de la tension du réseau
5.3.3.2 Filtrage actif des harmoniques de courant
5.4 Conclusion
CONCLUSION
ANNEXE 1 Implantation de la commande
ANNEXE 2 Capteurs de tension et de courant
ANNEXE 3 Mesure des marges de gain et de phase
BIBLIOGRAPHIE

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