Convertisseur DC/DC 3kW pour photovoltaïque

Influence des inductances de fuite sur la tension au secondaire du transformateur

   On voit que la tension du secondaire apparaît après un temps de retard. Ce phénomène m’a été expliqué par mon professeur M. Philippe Barrade avec le cours [20]. Ils’agit du phénomène d’empiètement. L’amplitude est également réduite par rapport au cas idéal lorsque la tension secondaire apparaît. Ceci est provoqué par l’inductance de fuite du primaire.Dans un premier temps, on va tenter d’en tenir compte dans les équations en émettant l’hypothèse suivante :
 Le filtre de sortie est suffisamment efficace pour modéliser la charge comme une source de courant continu. On voit que lorsque la tension U1 devient positive, le courant IL ne peut pas s’inverser instantanément à cause de l’inductance de fuite. La conséquence est que, tant que le courant IL n’a pas atteint la valeur du courant IDC, la tension U2 vaut 0V. Il faut maintenant trouver que vaut la tension U1empiètement pendant le temps te. Pour ce faire, on peut regarder le schéma équivalent vu du primaire pendant cette période. Une partiede la tension d’entrée va chuter sur l’inductance de fuite du primaire. La tension au secondaire U1 deviendra donc plus petite ce qui aura pour conséquence d’augmenter le temps te. Pendant que le phénomène d’empiètement se produit, les diodes se trouvent en état de conduction. L’inductance de fuite du secondaire est donc en court-circuit. V La tension U1 correspond à la tension après la phase d’empiètement. Une fois le phénomène terminé, les diodes ne sont plus en court-circuit. Comme on a fait l’hypothèse que le courant de sortie est constant, on peut modéliser la source de courant par une inductance infinie.  Pour choisir un nouveau transformateur permettant de respecter le cahier descharges, un programme Excel (annexe 12) a été fait. Son fonctionnement est le suivant : On définit la tension d’entrée Uin, la tension de sortie Uout, la fréquence de commutation Fsw, le facteur de couplage k et la résistance de sortie Rout. On calcule ensuite le taux de modulation m avec l’équation ci-dessus et les paramètres fixés pour différentes valeurs d’inductances magnétisantes Lm (entre 1mH et 11mH) et de rapport de spires ü (entre 0.4 et 1). Si la valeur calculée est supérieure à 0.5, on écrit ‘0’ car on sait que ça ne sera pas possible (m_max = 0.5). On constate qu’avec les paramètres fixés actuellement (dimensionnement idéal), il est impossible d’atteindre la tension du bus DC même avec 400V en entrée. Il faut donc redimensionner un transformateur. J’ai choisi de modifier la technique de bobinage pour pouvoir augmenter le facteur de couplage ‘k’.

Montage boost à 4 canaux entrelacés :

 A partir de la Figure 66 montrant la proportion des pertes dans le convertisseur, on pourrait démarrer une procédure d’optimisation du rendement. Je conseillerai dans un premier temps de changer les diodes qui génèrent beaucoup de pertes à cause de la tension de seuil élevée. On pourrait ensuite optimiser les résistances de gate pour diminuer les pertes par commutation. Le rendement serait ainsi augmenté.
 Il serait intéressant de tester également le convertisseur en conduction continu afin de comparer les deux modes de fonctionnement.
 On pourrait mettre en œuvre une boucle de réglage et faire des tests en boucle fermée.
Montage full bridge :
 La première chose à régler serait le problème des oscillations de tension sur le secondaire du transformateur. Pour ce faire, 3 solutions sont possibles :
1. Une méthode serait d’utiliser des snubbers RC que l’on placerait en parallèle des semi-conducteurs de puissance. Ils permettraient d’amortir les oscillations mais augmenteraient les pertes (dissipation dans la résistance R).
2. Le rôle principal de ma plateforme est de pouvoir tester différents montages.
Je proposerai donc de ne pas utiliser la diode intrinsèque des mosfets pour redresser la tension mais de faire commuter les switchs. On passerait ainsi sur un montage dual active bridge (DAB converter). En contrôlant le déphasage entre la commutation des mosfets avant et après le transformateur, on peut se placer dans des conditions favorables à la commutation douce. Ceci réduirait les pertes par commutation, les perturbations et les oscillations de tension indésirables.
3. On pourrait également explorer la piste du convertisseur résonant. Il s’agit d’ajouter un ‘resonant tank’ en série avec le transformateur. En changeant la fréquence de commutation, on modifie le gain du convertisseur. Ce montage permet également de se placer dans des conditions favorables à la commutation douce. Les avantages cités pour le DAB seront donc aussi valables.

Conclusion

Durant ce travail de diplôme, une plateforme de test permettant de concevoir des convertisseurs de puissance a été réalisée. Elle se compose de deux cartes électroniques:
 Une carte de puissance composée de 8 mosfets avec diode en parallèle. Chaque switch est muni d’une détection de surcourant. 2 mesures de températures sont également montées sur le refroidisseur afin de surveiller la température des composants de puissance.
 Une carte de contrôle équipée d’un DSP et d’une CPLD. On peut ainsi générer lessignaux de commande adéquats au montage testé. Elle permet également l’acquisition de 4 mesures de courant, 4 mesures de tension, les deux mesures de températures et la gestion de détection d’overload dans les mosfets. Deux montages ont ensuite été testés.
 Le premier est un boost à 4 canaux entrelacés travaillant en mode discontinu. Des mesures ont été prises afin de tracer la courbe de rendement pour différentes puissances et différentes tensions d’entrée. Les calculs, les simulations et les mesures concordent. Les mesures des différentes pertes pour le point de fonctionnement nominal ont été prises afin de voir la proportion de chacune d’entre elle par rapport aux pertes totales. On est ainsi en mesure de savoir comment optimiser par la suite le rendement.
 Le deuxième est un montage full bridge. Dans un premier temps, le dimensionnement a été fait selon le cours [15] qui ne tient pas compte des inductances de fuite du transformateur. Le transformateur ‘idéal’ a été calculé, simulé et fabriqué. Les mesure sont montré que le comportement réel ne collait pas avec les simulations. Des nouvelles équations prenant en compte les inductances de fuite ont été mises en place et des nouvelles simulations ont permis de valider ces équations. Un nouveau transformateur a été fait. Il permet à présent d’élever correctement la tension de sortie. Le fonctionnement à tension d’entrée réduite est correct. Le montage n’a cependant pas pu être testé à la tension nominale. Lors des commutations, le secondaire du transformateur présente des oscillations de tension qui détruiraient les diodes de redressement si la tension nominale était appliquée. Des solutions ont été proposées dans les orientations futures.

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Table des matières

INDEX DES FIGURES
INDEX DES TABLEAUX
I. REMERCIEMENTS 
II. INTRODUCTION
III. CAHIER DES CHARGES
IV. PLANNING INITIAL 
V. PLANNING RÉEL 
VI. RAPPEL DES SPÉCIFICATIONS DU CONVERTISSEUR 
VII. PLAQUE D’EXPÉRIMENTATION
1. BLOC : CELLULE DE COMMUTATION
1.1 PRINCIPE
1.2 COMPOSANTS
1.2.1 MOSFETS
1.2.2 DRIVERS
1.2.3 REFROIDISSEUR
1.2.4 VENTILATEUR
1.2.5 CAPTEUR DE TEMPÉRATURE
1.3 REFROIDISSEMENT
1.4 DÉTECTION DES OVERLOADS
2. BLOC : INDUCTANCE
2.1 PRINCIPE
2.2 COMPOSANTS
3. BLOC : MESURE COURANT 
3.1 PRINCIPE
3.2 COMPOSANTS
3.2.1 CAPTEUR DE COURANT
3.2.2 AMPLIFICATEUR OPÉRATIONNEL
3.2.3 CONVERSION EN BIT DANS LE DSP
4. BLOC : MESURE TENSION
4.1 PRINCIPE
4.2 COMPOSANTS
5. BLOC : DSP ET CPLD
5.1 PRINCIPE
5.2 COMPOSANTS
5.2.1 DSP
5.2.2 CPLD
6. BLOC : ALIMENTATION
6.1 PRINCIPE
6.2 COMPOSANTS
6.2.1 ALIMENTATION 24VDC‐>24VDC ISOLÉ
6.2.2 ALIMENTATION 24VDC‐>5VDC
6.2.3 ALIMENTATION 5VDC‐>3.3VDC ET 1.8VDC
6.2.4 ALIMENTATION 3.3VDC‐>1.5VDCREF
7. BLOC TRANSFORMATEUR 
8. CONCEPTION DES CARTES
9. GESTION DU MATÉRIEL
9.1 MATÉRIEL COMMANDÉ
9.2 LISTE DU MATÉRIEL ET PRIX
VIII. PROGRAMMATION
1. CPLD
1.1 DESCRIPTION DU PROGRAMME
2. DSP
2.1 STRUCTURE DU PROGRAMME
3. INTERFACE GRAPHIQUE
IX. TEST ET VÉRIFICATION DE LA CARTE
1. PROTOCOLE DE TEST
2. TEST DES OVERLOADS 
2.1 PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT DE LA DÉTECTION
2.2 MONTAGE MIS EN PLACE POUR LE TEST
X. MONTAGE 1 : BOOST À QUATRE CANAUX ENTRELACÉS TRAVAILLANT EN MODE DISCONTINU
1. SCHÉMA DU MONTAGE ET PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT
2. EQUATIONS DÉCRIVANT LE MONTAGE
3. RÉALISATION PRATIQUE DU MONTAGE
3.1 ALIMENTATION
3.2 LIAISON ALIMENTATION<‐> INDUCTANCE
3.3 LIAISON ENTRE L’ANODE DE LA DIODE ET LE DRAIN DU SWITCH
3.4 CONDENSATEUR DE SORTIE
3.5 CHARGE
4. MESURE SUR LE CONVERTISSEUR 
4.1 MESURE DES FORMES D’ONDES À L’OSCILLOSCOPE RÉPARTITION DES PERTES AU POINT DE FONCTIONNEMENT NOMINAL
4.2 MESURE DU RENDEMENT AU WATTMÈTRE
XI. MONTAGE 2 : CONVERTISSEUR FULL BRIDGE (CAS IDÉAL) 
1. SCHÉMA DU MONTAGE ET PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT 
2. EQUATIONS DÉCRIVANT LE MONTAGE
3. DESIGN DU TRANSFORMATEUR
3.1 RAPPORT DE SPIRE
3.2 CHOIX D’UN CORE MAGNÉTIQUE
3.3 SCHÉMA ÉQUIVALENT MAGNÉTIQUE DU TRANSFORMATEUR
3.4 CALCUL DE DIMENSIONNEMENT
3.5 VÉRIFICATION EN SIMULATION
3.6 CARACTÉRISATION DU TRANSFORMATEUR
3.6.1 ESSAI EN COURT‐CIRCUIT
3.6.2 ESSAI À VIDE
XII. MONTAGE 2 : CONVERTISSEUR FULL BRIDGE (CAS RÉEL) 
1. NOUVEAUX CALCULS THÉORIQUES 
1.1 INFLUENCE DES INDUCTANCES DE FUITE SUR LA TENSION AU SECONDAIRE DU TRANSFORMATEUR
XIII. ORIENTATIONS FUTURES
1. MONTAGE BOOST À 4 CANAUX ENTRELACÉS 
2. MONTAGE FULL BRIDGE
XIV. CONCLUSION
XV. DATE ET SIGNATURE
XVI. RÉFÉRENCES
XVII. LISTE DES ANNEXES

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