Soutenance mémoire
CONCEPTION D’UN AMPLIFICATEUR RECONFIGURABLE À BASE DE SYNTHÉTISEURS D’IMPÉDANCES ÉLECTROMÉCANIQUES
Simulation avec ADS de l’amplificateur RF non stabilisé
Le but de la simulation de l’amplificateur non stabilisé est de connaître ses zones de stabilité et ses zones d’instabilité à l’intérieur de l’abaque de Smith (de module égal à 1) et cela pour les fréquences comprises entre 500 MHz et 3 GHz. Une fois les zones d’instabilité déterminées, il faudra pallier à ce problème pour rendre le montage amplificateur inconditionnellement stable sur toute la gamme de fréquences utilisées. En effet, il est impossible de construire un amplificateur RF autour d’un transistor qui n’est pas stabilisé sans rencontrer des problèmes d’oscillation. Pour assurer la stabilité inconditionnelle d’un amplificateur RF, il faut que le facteur de stabilité K soit supérieur à 1 et que le module du déterminant de la matrice [S] soit inférieur à 1 (Pozar, 1998). Les simulations de l’amplificateur RF ont été effectuées dans la gamme de fréquences comprises entre 500 MHz et 3 GHz, la limitation à la fréquence de 3 GHz a été imposée par les synthétiseurs d’impédances électromécaniques utilisés qui étaient limités à 3 GHz. Les résultats des simulations ont montré que l’amplificateur RF, non adapté en impédances, n’est pas inconditionnellement stable. En effet, les cercles de stabilité de la source et de la charge qui pénètrent dans l’abaque de Smith de module |Γ|=1, ainsi que le facteur de stabilité K qui est inférieur à 1 (K<1) sur toute la gamme de fréquences comprises entre 500 MHz et 3 GHz, indiquent tous que l’amplificateur n’est pas inconditionnellement stable.
Stabilisation de l’amplificateur RF non adapté
Suite aux résultats précédents, il faut stabiliser l’amplificateur RF avant de pouvoir l’utiliser.
La méthode de stabilisation choisie consiste en l’implantation d’une résistance entre la grille et la source du transistor. Les simulations avec le logiciel ADS ont montré qu’il existe un compromis à faire entre la stabilité de l’amplificateur et son gain. En effet, plus la valeur de la résistance de stabilisation R diminue plus la zone de stabilité augmente et le gain diminue. Par contre, si la résistance de stabilisation R augmente, alors la zone de stabilité diminue et le gain augmente. La valeur optimale de la résistance de stabilisation est égale à 200 ohms.
Simulations de l’adaptation d’impédances sous ADS
Après avoir réglé le problème de l’instabilité de l’amplificateur qui est devenu stable sur la gamme de fréquences comprises entre 0.5 GHz et 3 GHz, des simulations d’adaptation simultanée d’impédances à l’entrée et à la sortie de l’amplificateur ont été effectuées.Le principe est de trouver le circuit d’adaptation d’impédance qu’il faut mettre entre la source et l’entrée de l’amplificateur ainsi que le circuit d’adaptation d’impédance qu’il faut mettre entre la charge et la sortie de l’amplificateur pour obtenir une adaptation simultanée d’impédances de l’entrée et de la sortie.
Adaptation d’impédances à la fréquence f = 1.4 GHz:
L’adaptation d’impédances à la fréquence 1.4 GHz a donné un facteur de réflexion à l’entrée S11 = −43,21 dB, un facteur de réflexion à la sortie S22 = −44,04 dB et un gain S21 =13,12 dB . La valeur de l’impédance utilisée pour adapter l’entrée de l’amplificateur estn Z = 72.65 + j 81.1 (Ω) entrée et celle utilisée pour adapter la sortie est Z = 347.85 + j 93.6 (Ω) sortie.
Adaptation d’impédances à la fréquence f =2 GHz:
L’adaptation d’impédances à la fréquence 2 GHz a donné un facteur de réflexion à l’entrée S11 = −45,88 dB , un facteur de réflexion à la sortie S22 = −50,86 dB et un gain S21 =13,54 dB . La valeur de l’impédance utilisée pour adapter l’entrée de l’amplificateur est Z =11.75 + j 31.05(Ω) entrée et celle utilisée pour adapter la sortie est Z =15.8 + j 68.75 (Ω) sortie .
Adaptation d’impédances à la fréquence f = 2.2 GHz:
L’adaptation d’impédances à la fréquence 2.2 GHz a donné un facteur de réflexion à l’entrée S11 = −47,03 dB , un facteur de réflexion à la sortie S22 = −45,88 dB et un gain S21 =13,73 dB . La valeur de l’impédance utilisée pour adapter l’entrée de l’amplificateur est Z = 8.25 + j 22.4 (Ω) entrée et celle utilisée pour adapter la sortie est Z = 9.35+ j 51.35 (Ω).
Conception d’un amplificateur RF non adapté en technologie des circuits intégrés (MMIC)
Transistor à effet de champ PHEMT
Le principe de fonctionnement du transistor à effet de champ FET est basé sur l’existence d’un canal conducteur dont la conductance peut être modulée à l’aide d’une tension appliquée sur la grille.Le transistor à effet de champ est un composant semi-conducteur unipolaire car il ne fait intervenir qu’un seul type de porteurs dans la conduction du courant.Dans certaines applications, notamment en ce qui concerne les amplificateurs MMIC de puissance, la technologie des semi-conducteurs de type arséniure de gallium (AsGa) offre de meilleures performances qu’avec le silicium (Si). En particulier, la mobilité des électrons plus grande avec l’arséniure de gallium (AsGa) se traduit en des performances de vitesse (réponse en fréquence) supérieures à celles obtenues avec le silicium.Durant les années 1980, une nouvelle génération de transistors a été développée, ce sont les transistors à hétérojonction tels que les HEMTs («High Electron Mobility Transistors») et les PHEMTs («Pseudomorphic High Electron Mobility Transistors»).Ce sont des transistors à effet de champ qui permettent le contrôle de fortes densités de courant (Ids) à l’aide d’une faible tension (Vgs). Il en résulte un gain important aux fréquences élevées. De plus, les transistors PHEMTs permettent d’assurer une mobilité maximale des électrons ce qui les rend particulièrement adaptés aux applications micro-ondes et millimétriques (Anderson, 2005).
Simulations sous ADS de l’amplificateur MMIC non stabilisé
Le transistor choisi pour être au cœur de l’amplificateur est un transistor à effet de champ de type PHEMT 0,25µm (PH25FET) qui est fabriqué par la compagnie UMS «United Monolithic Semiconductors». La configuration du transistor utilisé consiste en un nombre de doigts égal à 8, une largeur totale des doigts Wu égale à 75 μm. Les tensions de polarisation utilisées sont Vds = 3.0V et Vgs = -0.4V. Le courant de polarisation utilisé est Ids = 50 mA. Pour faire la conception d’un amplificateur MMIC large bande, on va faire l’étude de sa stabilité sur une large gamme de fréquence allant de 0.5 GHz jusqu’à 16 GHz. La simulation avec ADS du facteur de stabilité K et des cercles de stabilité de l’amplificateur, sans résistance de stabilité, a montré les zones de stabilité et d’instabilité de cet amplificateur. En effet, le facteur de stabilité K qui est inférieur à 1 sur toute la gamme de fréquences comprises entre 0.5 GHz et 16 GHz indique que l’amplificateur n’est pas inconditionnellement stable sur la gamme de fréquences étudiée.
Stabilisation de l’amplificateur MMIC sur la gamme de fréquences comprises entre 0.5 GHz et 16 GHz
Suite aux résultats précédents, il faut stabiliser l’amplificateur MMIC non adapté en impédance avant de pouvoir l’utiliser. Dans cette conception, la méthode choisie pour stabiliser l’amplificateur consiste en l’implantation d’une résistance entre la grille et la source du transistor à effet de champ. En faisant varier la valeur de la résistance pendant les simulations sous ADS, on relève le graphique du facteur de stabilité K ainsi que le graphique du déterminant Δ de la matrice des paramètres S de l’amplificateur MMIC non adapté en impédance. On choisit une valeur de la résistance R=35 Ω car c’est la valeur de résistance la plus élevée qui permet d’avoir un facteur de stabilité K supérieur à 1 sur toute la gamme de fréquences comprises entre 0.5 GHz et 16 GHz. Le déterminant Δ de la matrice des paramètres S de l’amplificateur MMIC est toujours inférieur à 1 sur toute la gamme de fréquences étudiée (voir rapport-gratuit.com).
Simulation avec la résistance de stabilisation
Des simulations sous ADS, avec la résistance de stabilisation R=35 Ω , ont été effectuées pour vérifier que l’amplificateur MMIC, non adapté, est inconditionnellement stable et cela pour toute la gamme de fréquences comprises entre 0.5 GHz et 16 GHz. Les cercles de stabilité à la sortie et à l’entrée de l’amplificateur sont en dehors de l’abaque de Smith ayant pour échelle |Γ|=1, ce qui signifie que l’amplificateur MMIC est stable sur toute la gamme de fréquences étudiée. On remarque aussi que le facteur de stabilité K est supérieur à 1 et que le déterminant de la matrice [S] est inférieur à 1 ce qui confirme la stabilité inconditionnelle sur toute la gamme de fréquences comprises entre 0.5 et 16 GHz. Malheureusement, le coefficient de réflexion à l’entrée S11 varie entre -7.6 dB et -3 dB, alors que le coefficient de réflexion à la sortie S22 varie entre -11.5 dB et -6.7 dB.Ces coefficients de réflexion sont insatisfaisants et expliquent la nécessité d’une adaptation d’impédances à l’entrée et à la sortie de l’amplificateur MMIC. En effet, pour qu’un amplificateur soit adapté d’une façon acceptable, il faut que les modules des facteurs de réflexion S11 et S22 soient inférieurs à -15 dB..
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Table des matières
INTRODUCTION
CHAPITRE 1 PROBLÉMATIQUE, OBJECTIFS ET MÉTHODOLOGIE
1.1 Problématique
1.2 Objectifs
1.3 Méthodologie
CHAPITRE 2 REVUE DE LA LITTÉRATURE ET ÉTAT DE L’ART
2.1 Amplificateurs RF reconfigurables
2.2 Les commutateurs MEMS RF
2.2.1 Modes d’activation des commutateurs capacitifs MEMS
2.2.2 Comparaison entre les commutateurs MEMS et les commutateurs semi-conducteurs
2.2.3 Domaines d’application des commutateurs MEMS
2.2.4 Principe de fonctionnement d’un commutateur capacitif MEMS
2.2.5 Configuration parallèle d’un commutateur capacitif MEMS
2.2.6 Exemple de conception d’un commutateur capacitif MEMS parallèle
2.2.7 Paramètres S du commutateur capacitif MEMS parallèle à l’état haut
2.2.8 Paramètres S du commutateur capacitif MEMS parallèle à l’état bas
2.3 Les synthétiseurs d’impédances MEMS RF
2.3.1 Synthétiseur d’impédances à base de ligne de transmission chargée par des capacités
2.3.2 Synthétiseur d’impédances à base de la topologie simple «stub»
2.3.3 Synthétiseur d’impédances à base de la topologie double «stub»
2.3.4 Synthétiseur d’impédances à base de la topologie triple «stub» 2.4 Conclusion
CHAPITRE 3 CONCEPTION D’UN AMPLIFICATEUR RECONFIGURABLE À BASE DE SYNTHÉTISEURS D’IMPÉDANCES ÉLECTROMÉCANIQUES
3.1 Introduction
3.2 Simulation avec ADS de l’amplificateur RF non stabilisé
3.3 Stabilisation de l’amplificateur RF
3.4 Simulations de l’adaptation d’impédances sous ADS
3.5 Génération du masque de l’amplificateur RF
3.6 Réalisation pratique de l’amplificateur RF
3.7 Adaptation d’impédances de l’amplificateur avec les synthétiseurs d’impédances électromécaniques
3.8 Conclusion
CHAPITRE 4 CONCEPTION D’UN AMPLIFICATEUR RF RECONFIGURABLE À BASE DE SYNTHÉTISEURS D’IMPÉDANCES MEMS
4.1 Introduction
4.2 Conception d’un amplificateur RF non adapté en technologie des circuits intégrés (MMIC)
4.2.1 Transistor à effet de champ PHEMT
4.2.2 Simulations sous ADS de l’amplificateur MMIC non stabilisé
4.2.3 Stabilisation de l’amplificateur MMIC sur la gamme de fréquences comprises entre 0.5 GHz et 16 GHz
4.2.4 Simulation avec la résistance de stabilisation
4.2.5 Dessin du masque de l’amplificateur MMIC non adapté
4.3 Conception de synthétiseurs d’impédances basés sur les commutateurs capacitifs MEMS RF
4.3.1 Principe de l’amplificateur reconfigurable en fréquence
4.3.2 Principe de fonctionnement d’un synthétiseur d’impédances MEMS en topologie DMTL
4.3.3 Analyse théorique du synthétiseur d’impédances MEMS
4.3.4 Conception d’un synthétiseur d’impédances MEMS hautes fréquences
4.3.5 Simulations sous ADS du synthétiseur d’impédances MEMS hautes fréquences
4.3.6 Simulations sous ADS de l’amplificateur RF reconfigurable
4.3.7 Dimensionnement du commutateur capacitif MEMS
4.4 Réalisations et tests pratiques
4.4.1 Réalisation de l’amplificateur MMIC
4.4.2 Mesures des paramètres S de l’amplificateur MMIC non adapté
4.4.3 Dessin des masques du synthétiseur d’impédances MEMS
4.5 Conclusion
CONCLUSION
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