Soutenance mémoire
Les convertisseurs à résonance
Les éléments parasites du circuit qui créent des résonances nuisibles dans les convertisseurs PWM sont utiles dans les convertisseurs à résonance puisqu’ils s’additionnent aux éléments inductifs et capacitifs intentionnellement placés dans le circuit. Les formes d’ondes présentes dans les convertisseurs à résonance sont plus sinusoïdales par rapport aux formes d’ondes retrouvées dans les convertisseur PWM. De ce fait, les pertes dans les noyaux magnétiques liées aux harmoniques sont réduites. Les courants circulant dans les alimentations à résonance ne subissent pas d’abrupt changement de valeur. Par conséquent, les pics de tension aux bornes des inductances parasites retrouvés dans les alimentations PWM ne sont pas présents dans les alimentations à résonance. Le désavantage des alimentations à résonance par rapport aux convertisseurs PWM est la présence d’un courant de circulation associé à la résonance qui ne participe pas au transfert d’énergie vers la charge. Ce courant augmente les pertes de conduction et réduit l’efficacité du système. Cet inconvénient plus ou moins important selon la topologie à résonance utilisée est contrebalancé par la commutation douce des interrupteurs. Ces alimentations sont conçues pour profiter de la commutation à zéro tension (ZVS) ou à zéro courant (ZCS) des interrupteurs. La commutation des interrupteurs à zéro tension survient lorsqu’un interrupteur passe de l’état OFF à l’état ON pendant que la tension à ses bornes est nulle. La commutation à zéro courant des interrupteurs survient lorsqu’un interrupteur passe de l’état ON à l’état OFF pendant que le courant qui y circule est nul.
La commutation douce limite les pertes de commutation des interrupteurs, permettant ainsi d’opérer à plus haute fréquence. Une fréquence d’opération plus élevée permet la réduction de la taille des éléments réactifs présents dans les alimentations à découpage. De plus petits éléments réactifs permettent d’obtenir une densité de puissance supérieure pour un coût de fabrication moindre. Sous la branche des alimentations à résonance existent deux types de convertisseurs. La première catégorie regroupe les convertisseurs switch-resonant dans lesquels la charge ne fait pas partie du circuit résonant. Une résonance locale survient autour des interrupteurs afin de permettre la commutation douce. Le deuxième type regroupe les convertisseurs load-resonant basés sur les onduleurs de classe D (Chetty (1992)). La charge fait partie du circuit résonant dans cette famille de convertisseurs. Dans les applications où l’équipement est directement branché sur le réseau, ce type de topologie est généralement utilisé en tant que deuxième étage du convertisseur. Le premier étage est typiquement un Boost qui fonctionne de manière à assurer un facteur de puissance très élevé à l’entrée du convertisseur. Les circuits résonants de base dont la charge fait partie du circuit ont été présentés, décrits et comparés par Robert L. Steigerwald (Steigerwald (1988). Les travaux de recherches de Steigerwald ont ouvert la porte à un monde de recherche visant à améliorer l’état de l’art de ce type d’alimentation à découpage.
La conception des alimentations à résonance de base fut grandement simplifiée par l’approximation de la première harmonique des ondes introduites par le chercheur. Grâce à cette méthode d’analyse, le circuit résonant série illustré à la figure 1.2 peut être analysé en utilisant simplement l’impédance complexe des éléments réactifs. Toutefois, la topologie à résonance série ne convient pas parfaitement à l’éclairage LED. Son incapacité à opérer à faible charge élimine la possibilité de réduire l’intensité lumineuse des luminaires. La fonction de transfert du circuit résonant série par rapport à la fréquence de commutation normalisée des interrupteurs, présentée à la figure 1.4, illustre ce phénomène. La fréquence de commutation doit être extrêmement élevée afin de parvenir à réguler lorsque la charge est faible. La fréquence normalisée du circuit est le rapport de la fréquence de commutation par rapport à la fréquence de résonance du circuit (équation 1.2).
Justification du choix de la topologie Boost PFC CrM
Le convertisseur choisi pour accomplir la correction du facteur de puissance ainsi que la rectification de la tension du réseau est le Boost, illustré à la figure 2.2. Cette topologie comporte une inductance L1, un interrupteur Q1, une diode D1 et un condensateur CO. Cette topologie est appropriée pour l’application pour plusieurs raisons. Tout d’abord, son faible nombre de composants en fait une topologie avantageuse au niveau du prix. L’interrupteur référencé à la masse minimise le coût de son circuit d’attaque. De plus, la présence de l’inductance L1 directement reliée à l’entrée du convertisseur permet un courant d’entrée IIn continu. Cette topologie permet de convertir une tension DC en une tension DC plus élevée. Toutefois, puisque la fréquence de commutation du convertisseur fsw est très élevée par rapport à la fréquence du réseau électrique fLine, la tension du réseau peut être considérée continue au cours d’un cycle de commutation du convertisseur. Il est donc possible d’effectuer une conversion AC-DC permettant la correction du facteur de puissance par le mode de conduction critique de l’inductance L1. Utilisé en mode CrM, le convertisseur Boost est très efficace. La diode D1 cesse de conduire lorsque l’inductance est complètement déchargée et l’interrupteur Q1 est activé seulement après le blocage de la diode. De ce fait, la diode ne subit pas de recouvrement inverse dû à l’activation de l’interrupteur. Le principal inconvénient du convertisseur Boost dans le cadre de cette application est que la tension de sortie doit être supérieure à la tension d’entrée (Erickson et Maksimovic (2001)). La fonction de transfert de cette topologie en fonction du rapport cyclique d est donnée à l’équation 2.1 et représentée graphiquement à la figure 2.3.
Justification du choix de la topologie HB-LLC
Le convertisseur choisi pour effectuer la régulation du courant de sortie est basé sur la topologie LLC, illustrée à la figure 3.1. Il est composé de deux interrupteurs de puissance (Q1 et Q2), un condensateur série (CS), une inductance série (LS), une inductance parallèle (LP ), un transformateur optionnel, un étage de rectification (D1, D2, D3, D4) et un filtre capacitif (CO). L’avantage principal de la topologie à résonance LLC est qu’elle permet la commutation à zéro tension des interrupteurs Q1 et Q2 sur la totalité de la plage d’opération (Yang (2003)). L’inductance de magnétisation du transformateur peut être utilisée pour former l’inductance parallèle LP et l’inductance de fuite du primaire peut servir à former l’inductance série LS. Le même noyau magnétique qui contient les inductances LS et LP procure aussi une isolation en plus d’une adaptation de la tension par le rapport des nombres de tours n (Choi (2007)). Contrairement au convertisseur à résonance série, le convertisseur LLC peut opérer lorsque la charge est faible en augmentant la fréquence de commutation. L’impédance de l’inductance parallèle LP augmente proportionnellement à la fréquence. De ce fait, le courant de circulation n’augmente pas à faible charge contrairement à la topologie à résonance parallèle. La forme d’onde carrée de la tension VSq générée avec un Half-Bridge contient une composante DC qui doit être éliminée. Le condensateur série CS de la topologie LLC permet de bloquer la composante DC de la tension VSq générée par les interrupteurs, en plus de générer la résonance. La régulation de la sortie est effectuée avec une variation de la fréquence de commutation plus étroite qu’avec le convertisseur résonant SRC (Yang (2003)). La caractéristique du gain en tension est représentée à la figure 3.2 en fonction de la fréquence normalisée, soit le ratio de la fréquence de commutation fsw sur la fréquence de résonance fr1 (équation 3.1).
La présence de l’inductance
LP forme une seconde fréquence de résonance, fr2, inférieure à la fréquence de résonance fr1 (équation 3.3). Lorsque la fréquence de commutation est comprise entre les fréquences fr1 et fr2, le convertisseur LLC peut générer un gain en tension selon la charge qui lui est appliquée. La représentation graphique de la fonction de transfert du circuit LLC représenté à la figure 3.2 démontre que ce circuit agit en tant que filtre passe-bande. De ce fait, l’approximation par la première harmonique est applicable au convertisseur LLC. Le circuit LLC offre différents degrés de flexibilité par rapport à la plage de variation de la fréquence de commutation nécessaire. Le facteur de qualité du circuit résonant LLC est défini par le rapport entre l’énergie emmagasinée dans les éléments réactifs du circuit et l’énergie dissipée au court d’un cycle. L’expression du facteur de qualité de la topologie LLC est donnée à l’équation 3.4 (Kazimierczuk et Czarkowski (2012)). La variable RFHA représente la résistance équivalente déterminée par l’approximation de la première harmonique des ondes. Un facteur de qualité plus élevé signifie que la plage de variation nécessaire afin de pouvoir alimenter une certaine plage de charges est plus étroite. Il est possible d’augmenter la valeur de l’inductance LS et de réduire la valeur du condensateur CS pour augmenter le facteur de qualité du circuit tout en conservant la même fréquence de résonance. Cependant, cela engendre une tension crête sur le condensateur et un flux magnétique dans le noyau de l’inductance LS plus élevés.
|
Table des matières
INTRODUCTION
CHAPITRE 1 REVUE DE LITTÉRATURE
CHAPITRE 2 CONCEPTION DU 1ER ÉTAGE : BOOST PFC CRM
2.1 Spécifications du 1er étage
2.2 Justification du choix de la topologie Boost PFC CrM
2.3 Conception du premier étage : Boost PFC CrM
2.3.1 Description du fonctionnement de la topologie
2.3.2 Dimensionnement des composants
2.4 Simulation
2.5 La fabrication du convertisseur
2.6 Résultats obtenus
2.7 Conclusion
CHAPITRE 3 CONCEPTION DU 2E ÉTAGE : HB-LLC
3.1 Spécification du 2e étage
3.2 Justification du choix de la topologie HB-LLC
3.3 Conception du 2e étage : Half-Bridge LLC
3.3.1 Description du fonctionnement de la topologie
3.3.2 Dimensionnement des composants
3.4 Simulation
3.5 La fabrication du convertisseur
3.6 Résultats obtenus
3.7 Conclusion
CHAPITRE 4 CONCEPTION DU CONVERTISSEUR SEPIC PFC CRM
4.1 Spécification du convertisseur SEPIC PFC CrM
4.2 Justification du choix de la topologie
4.3 Conception du convertisseur SEPIC PFC CrM
4.3.1 Description du fonctionnement de la topologie
4.3.2 Dimensionnement des composants
4.4 La fabrication du convertisseur
4.5 Résultats obtenus
4.6 Conclusion
CHAPITRE 5 COMPARAISON DES TOPOLOGIES
CONCLUSION
BIBLIOGRAPHIE
Télécharger le rapport complet
