caractérisation fonctionnelle dans le domaine temporel des transistors de puissance radiofréquences et microondes

PRESENTATION GENERALE DES OUTILS DE CONCEPTION DE FONCTIONS ELECTRONIQUES MICROONDES NON LINEAIRES.

   Les systèmes électroniques analogiques utilisés pour les télécommunications sont très complexes. Ils sont généralement décomposés en plusieurs sous circuits ayant chacun une fonction propre comme :
-les fonctions de génération des signaux,
-les fonctions de mélange,
-les fonctions de multiplication et de division de fréquences,
-les fonctions de filtrage,
-les fonctions d’amplification,
-les fonctions de modulation,
-les fonctions de démodulation.
Chaque sous circuit, qui possède son propre cahier des charges, est lui même obtenu à partir de composants spécifiquement choisis. Ces composants et ces sous circuits analogiques ont très souvent des comportements non linéaires. Ce caractère non linéaire peut être à la base même de la conception de certaines fonctions, c’est le cas pour les mélangeurs ou les multiplieurs de fréquences par exemple. Dans d’autres applications telles que les amplificateurs de puissance, il faut veiller à limiter les non linéarités. L’ingénieur de conception cherche à optimiser le fonctionnement du circuit ou du système qu’il crée. Cette optimisation est abordée de deux manières différentes :
1) soit par des moyens informatiques : la conception assistée par ordinateur (CAO) est alors fondée sur l’utilisation de :
logiciels d’analyse des circuits non linéaires. Les méthodes d’analyse employées par ces logiciels sont des méthodes temporelles (Intégration temporelle directe) ou des méthodes tempo-fréquentielles (Convolution discrète ou Equilibrage harmonique). Les premières, utilisées par le logiciel SPICE [2], répondent mal aux besoins actuels de simulation des régimes permanents quasi périodiques et des circuits contenant des éléments distribués. Les méthodes d’équilibrage harmonique proposées par MDS et LIBRA [3] pallient ces inconvénients mais restent limitées quant à la simulation efficace de circuits excités par des signaux complexes. L’I.R.C.O.M. a développé un outil de simulation des circuits non linéaires (Logiciel LISA associé à la technique du transitoire d’enveloppe [4]) qui rend compte des réponses d’un composant soumis à des excitations complexes,
bibliothèques de modèles précis et robustes de composants ou de soussystèmes.
2) soit par une caractérisation fonctionnelle fondée sur l’utilisation de systèmes de mesure perfectionnés et précis. Si les outils logiciels sont maintenant facilement disponibles et largement diffusés, qu’en est-il des instruments de mesure ? Les analyseurs de réseau vectoriel (ARV) ainsi que les oscilloscopes pour la réflectométrie dans le domaine temporel sont eux aussi très utilisés dans les milieux industriels et universitaires pour caractériser toutes sortes de réseaux électriques linéaires. Or, les ingénieurs de conception ont besoin d’outils rendant compte de comportements non linéaires. Les oscilloscopes à échantillonnage et les analyseurs de spectre permettent de répondre partiellement aux attentes des ingénieurs. A ce stade, force est donc de constater qu’un système de mesure radiofréquence et microonde, capable de fournir les formes d’ondes des tensions et courants aux accès d’un dispositif non linéaire s’avère indispensable pour renforcer la cohérence entre des techniques de simulation et d’instrumentation. Les concepteurs de circuits radiofréquences (RF) microondes ont, par conséquent, un besoin primordial d’un « système de mesure de réseau vectoriel non linéaire ».

VALIDATION DE MODELES NON LINEAIRES VALIDATION DE METHODES D ’ANALYSE DES CIRCUITS NON LINEAIRES

   Ce système de mesure doit être capable de donner les caractéristiques de transfert en puissance ( ( ) S Pe P = f ), celles de linéarités et enfin les tensions et courants aux accès du dispositif non linéaire sous test aux fréquences RF et microondes. Ainsi, les concepteurs pourraient utiliser des modèles électriques non linéaires ou des modèles comportementaux (à l’échelle d’un système) validés très précisément par ces mesures qui rendraient compte des constantes de temps basses fréquences et hautes fréquences :
1) des effets de piège dans les semi-conducteurs,
2) des effets thermiques.
Les mesures des tensions et courants associés à des signaux d’excitation tests (constitués d’une ou plusieurs composantes fréquentielles) sont une information supplémentaire. Elles peuvent aussi servir à valider des nouvelles méthodes d’analyse des circuits non linéaires fondées sur les techniques du transitoire d’enveloppe [4] ou sur celles des séries de Volterra à noyaux dynamiques [5]. Enfin, ce nouvel outil permettrait d’optimiser expérimentalement, par l’observation des formes d’ondes temporelles des tensions et des courants, les conditions de fonctionnement d’un composant en termes de puissance, de rendement ou de linéarité. Les tensions et les courants présents aux accès d’un dispositif non linéaire apparaissent comme des grandeurs importantes dans les critères d’analyse des composants et des circuits non linéaires

MESURE DES CARACTERISTIQUES CONVECTIVES DU TRANSISTOR

   Le principe de la caractérisation convective consiste à appliquer simultanément à l’entrée et à la sortie du composant (transistor) de brèves impulsions autour d’un point de polarisation donné.  Les spécifications de la durée et du rapport cyclique, appelé aussi récurrence, des impulsions sont alors les suivantes : la durée des impulsions est inférieure à la constante de temps thermique du composant de telle sorte que l’état thermique du composant est fixé par le point de polarisation et qu’il reste constant pendant toute la caractérisation [1]. La durée des impulsions doit permettre d’atteindre un état établi de fonctionnement électrique du composant pour mesurer précisément les tensions et les courants La récurrence des impulsions reste faible pour que l’état thermique du composant soit uniquement imposé par le point de polarisation.Des mesures convectives réalisées pour des états thermiques constants (puissance dissipée constante), définis à partir de points de polarisation différents, permettent de caractériser les états de piège ainsi que leurs constantes de capture et d’émission. Le banc complet de mesure des caractéristiques statiques est représenté sur la figure I.3-3 Ce banc de mesure, entièrement automatisé et contrôlé par un micro-ordinateur remplit deux fonctions principales qui sont :
1) la génération simultanée des impulsions en entrée et en sortie du composant à tester. Les générateurs sont associés à des réseaux d’adaptation qui permettent d’améliorer leurs résolutions,
2) l’acquisition des courants et tensions.

TECHNIQUE DE LA VARIATION DE CHARGE PASSIVE.

   En 1979, Hewlett-Packard [17] développe un banc de mesure utilisant la variation de la charge passive à la fréquence fondamentale et au second harmonique. Ce sont les premiers à s’intéresser à l’influence de l’impédance de charge aux fréquences harmoniques sur le comportement et les performances d’un transistor. Les impédances de charge du dispositif sous test sont mesurées à l’aide de deux analyseurs de réseau vectoriel connectés en sortie du transistor. Des diviseurs de puissances associés à des filtres passe haut et passe bas permettent d’analyser simultanément et séparément les composantes des ondes de puissance A2n et B2n à la fréquence fondamentale et à l’harmonique .  Le contrôle des impédances de charge est réalisé de la manière suivante : le signal B2n généré par le transistor entre dans le circulateur large bande par l’accès n°1. A l’accès n°2 de ce circulateur est connecté un filtre passe bas suivi d’un tuner et d’un wattmètre qui permettent de régler l’impédance de charge et de mesurer la puissance à la fréquence fondamentale. Le filtre passe bas est un court circuit aux fréquences harmoniques qui sont donc réfléchies vers l’accès n°3 du circulateur. Sur cet accès est connecté un filtre passe haut suivi d’un tuner et d’un wattmètre qui permettent de régler l’impédance de charge et de mesurer la puissance aux fréquences harmoniques (limitées à l’harmonique 2 par la bande passante du circulateur). Le signal réfléchi par le circulateur à l’accès n°1 vers le transistor est alors composé de deux signaux indépendants, à la fréquence fondamentale et au second harmonique, réglables en amplitude et en phase. Les avantages liés à l’utilisation d’adaptateurs passifs sont les suivants : les tuners sont des dispositifs très largement diffusés et commercialisés. Ils sont disponibles avec des logiciels de contrôle, d’acquisition, de traitement et de visualisation de données. Ils sont très utilisés dans le milieu industriel car ils permettent une caractérisation rapide des composants et des test finaux de dispositifs (amplificateurs, oscillateurs) réalisés [18], l’extraction des caractéristiques en puissance (puissance de sortie, puissance ajoutée, rendement) en fonction de la puissance d’entrée est simple à obtenir. Le tuner d’entrée présenté sur la figure I.4-1 permet de réajuster l’impédance d’entrée qui peut varier avec chaque niveau de puissance d’entrée, les mesures d’intermodulation sont elles aussi très simples à mettre en œuvre avec ces dispositifs, puisqu’il suffit de rajouter une source supplémentaire en entrée du composant et un analyseur de spectre à sa sortie, Une mesure du facteur de bruit est réalisable [19]. En revanche, ils présentent des limitations importantes qui restreignent leur utilisation dans un laboratoire de recherche :
les adaptateurs passifs ne permettent pas la synthèse d’impédances de charge à fort coefficient de réflexion car ils présentent des pertes élevées qui deviennent de plus en plus critiques lorsque la fréquence de travail augmente. Compte tenu de la présence de circulateurs, de filtres et de nombreuses connexions, le coefficient de réflexion maximum présenté en sortie du transistor sur le banc décrit figure I.4-1 peut être estimé à 0,7. Or, il est très souvent nécessaire de court-circuiter certaines composantes des signaux d’accès au dispositifs sous test (harmonique 2 pour les amplificateurs à haut rendement, fondamental pour les multiplicateurs),
Le tuner d’entrée augmente le risque d’oscillation car les impédances aux fréquences différentes de la fréquence d’excitation ne sont pas contrôlées. Pour ces raisons, les adaptateurs passifs, dans le cadre des laboratoires de recherche, sont partiellement abandonnés au profit de systèmes utilisant la technique de la charge active.

Avantages et inconvénients du système de mesure

   Un des avantages incontestable de ce système de mesure dans le domaine temporel réside dans sa simplicité de mise en œuvre. Mais cette simplicité s’accompagne de restrictions très importantes imposées principalement par les hypothèses posées par M. SIPILÄ : les mesures sont réalisées dans un environnement 50 ohms et le dispositif sous test ne peut pas être excité simultanément par des générateurs placés à ses deux accès. Là encore, des mesures de type « load-pull » actif ne sont toujours pas envisageables avec ce système, le dispositif sous test est caractérisé pour un fonctionnement en monoporteuse (une seule fréquence d’excitation). Des mesures avec d’autres conditions d’excitation, en biporteuse notamment, se révèlent très compliquées à mettre en œuvre,le manque de stabilité de l’entrée « Trigger » d’un oscilloscope à échantillonnage [12] rend difficile la caractérisation d’un dispositif sous test excité par un signal dont la fréquence fondamentale est supérieure à 5 GHz,l’étalonnage du système nécessite de nombreuses hypothèses restrictives et parfois difficilement acceptables. C’est notamment le cas en ce qui concerne les têtes d’échantillonnage qui sont supposées parfaites, or il est peu probable qu’elles n’aient pas de réponses en fréquence et en phase caractéristiques (distorsions de phase). Cette réponse en phase n’est dons pas prise en compte par l’étalonnage. De plus, ce dernier nécessite de nombreuses connexions/déconnexions des coupleurs de mesure pour déterminer les paramètres [S] de la chaîne de mesure. Les formules de correction des ondes mesurées dépendent de l’onde de puissance Ag1 du générateur d’excitation. Pour chaque niveau de puissance d’entrée, il est nécessaire de procéder à un étalonnage préalable. Finalement, la mesure dans le domaine temporel des formes d’ondes à l’aide d’un oscilloscope à échantillonnage requiert tout de même, dans sa phase d’étalonnage, l’utilisation d’un analyseur de réseau vectoriel classique pour déterminer les caractéristiques du test set utilisé

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Table des matières

Notations et Abréviations
Introduction
Chapitre I : OPTIMISATION DES CIRCUITS NON LINEAIRES RADIOFREQUENCES ET MICROONDES : OUTILS ET METHODES.
I.1 Introduction
I.2 Conception optimale de circuits electroniques non-linéaires radiofrequences et microondes
I.2.1 Présentation générale des outils de conception de fonctions électroniques microondes non linéaires
I.2.2 Critères d’analyse des circuits et sous sytèmes electroniques non lineaires
I.2.2.1 Analyse des formes d’ondes temporelles des tensions et courants
I.2.2.2 Application à la conception d’un amplificateur de puissance à haut rendement en bande L
I.2.2.3 Application à la conception d’un doubleur
I.2.3 Conclusion
I.3 Caractérisation convective et hyperfréquence pour l’extraction de modèles non-linéaires de transistors
I.3.1 Mesure des caractéristiques convectives du transistor
I.3.1.1 Générateurs d’impulsions
I.3.1.2 Acquisition des tensions et courants
I.3.2 Mesure des caractéristiques hyperfréquences en impulsion
I.3.3 Caractérisation thermique
I.3.4 Conclusion
I.4 Caractérisation hyperfréquence des transistors fonctionnant en régime fortement non-linéaire : systèmes de mesure mutiharmoniques de puissances et d’impédances
I.4.1 Technique de la variation de charge passive
I.4.2 Technique de la variation de charge active
I.4.2.1 Enoncé du principe fondamental
I.4.2.2 Technique des générateurs synchrones indépendants
I.4.2.3 Technique de la boucle active
I.4.2.4 Système de caractérisation multiharmonique mettant en œuvre la technique de la charge active modifiée [8]
I.5 Conclusion
I.6 Références
Chapitre II : PRESENTATION DES SYSTEMES DE MESURE DES FORMES D’ONDES TEMPORELLES AUX FREQUENCES RF ET MICROONDES
II.1 Introduction
II.2 Descriptif général des fonctions principales utilisées dans les analyseurs de réseau vectoriel non-linéaire
II.3 Mesures dans le domaine fréquentiel de formes d’onde à l’aide d’un analyseur de réseau vectoriel non-linéaire homodyne
II.3.1 Présentation du système
II.3.2 Etalonnage du système de mesure
II.3.3 Avantages et inconvénients des analyseurs de réseau vectoriel non linéaire homodynes
II.4 Mesures dans le domaine fréquentiel de formes d’onde à l’aide d’un analyseur de réseau vectoriel classique
II.4.1 Présentation du système
II.4.2 Etalonnage du système de mesure
II.4.2.1Détermination de la constante complexe Rn
II.4.2.2Détermination de l’amplitude de ARéfn
II.4.2.3Détermination de la phase de ARéfn
II.4.2.4Mesure de la tension de sortie d’un composant
II.4.3 Avantages et inconvénients du système de mesure
II.5 Mesures dans le domaine temporel de formes d’onde à l’aide d’oscilloscopes à échantillonage
II.5.1 1978 : Une première approche de la mesure dans le domaine temporel
II.5.2 1988 : Développement complet et rigoureux d’un système temporel de mesure de formes d’ondes
II.5.2.1Présentation du système de mesure
II.5.2.2Etalonnage du système de mesure
II.5.2.3Mesure des formes d’ondes temporelles
II.5.2.4Avantages et inconvénients du système de mesure
II.6 Mesures dans le domaine temporel de formes d’onde à l’aide d’analyseurs de transition microonde
II.6.1 Extension du système de mesure à l’aide d’un oscilloscope à échantillonnage
II.6.1.1Couplage d’un oscilloscope à échantillonnage et d’un analyseur de réseau vectoriel
II.6.1.2Etalonnage du système de mesure
II.6.1.3Mesure des formes d’ondes temporelles
II.6.1.4Avantages et inconvénients du système de mesure
II.6.2 Deuxième évolution en 1992 avec l’apparition de l’analyseur de transition microonde
II.6.2.1Présentation du système utilisant un MTA
II.6.2.2Etalonnage du système de mesure
II.6.2.3Avantages et inconvénients du système de mesure
II.6.2.4Développement de l’utilisation de l’analyseur de transition microonde
II.6.3 Création d’un système de mesure de réseau non linéaire
II.6.3.1Présentation du système
II.6.3.2Etalonnage du système de mesure
II.6.3.3Avantages et inconvénients du système de mesure
II.7 Conclusion
II.8 Références
Chapitre III : DEVELOPPEMENT DE DEUX SYSTEMES DE CARACTERISATION FONCTIONNELLE DEDIES A L’EXTRACTION DES FORMES D’ONDES TEMPORELLES
III.1 Introduction
III.2 Banc de caractérisation fonctionnelle fondé sur le principe de l’acquisition simultanée des composantes spectrales des signaux mesurés
III.2.1 Présentation de l’unité d’acquisition simultanée
III.2.1.1 Description générale
III.2.1.2 Description de la fonction de mélange harmonique réalisée par les têtes d’échantillonnage
III.1.2 Etalonnage du système de mesure
III.1.2.1 Présentation du problème
III.1.2.2 Etalonnage absolu pour des mesures sous pointes : Principe de réciprocité
III.1.1.3 Description du générateur étalon
III.1.3 Mise en œuvre du banc de mesure complet
III.1.3.1 Caractérisation en monoporteuse
III.1.3.2 Caractérisation en biporteuse
III.1.4 Exploitation du banc de mesure
III.3 Banc de caractérisation fonctionnelle fondé sur le principe de l’acquisition séquentielle des composantes spectrales des signaux mesurés
III.1.1 Description générale du système d’analyse de réseau vectoriel conventionnel
III.1.2 Description du système d’analyse de réseau vectoriel modifié
III.1.2.1 Description du Test-set modifié
III.1.2.2 Description du Tiroir de commutation étalonnage/mesure
III.1.2.3 Configurations du système W360PS20A modifié utilisées pour les étalonnages relatif et absolu
III.1.3 Présentation de l’unité d’acquisition séquentielle et du mode de fonctionnement « récepteur »
III.1.4 Etalonnage du système de mesure
III.1.4.1 Présentation du problème
III.1.4.2 Etalonnage absolu pour des mesures sous pointes ou sur support de test
III.1.4.3 Description du générateur étalon
III.1.4.4 Evaluation de la qualité de la procédure d’étalonnage
III.1.4.5 Formules de correction des ondes mesurées
III.1.5 Mise en œuvre du banc de mesures complet
III.1.5.1 Caractérisation en monoporteuse
III.1.5.2 Caractérisation en biporteuse
III.1.6 Automatisation du banc de mesure
III.1.6.1 Présentation du logiciel HPVEE
III.1.6.2 Programmes principaux d’étalonnage
III.1.6.3 Programmes principaux de caractérisation temporelle en fort signal
III.1.6.4 Fichiers de mesure
III.2 Conclusion
III.3 Références
Chapitre IV : RESULTATS EXPERIMENTAUX ET APPLICATIONS
IV.1 Introduction
IV.2 Caractérisation fonctionnelle dans le domaine temporel de transistors soumis à des excitations simples : porteuses pures
IV.2.1 Application à la simulation expérimentale des classes de fonctionnement à haut rendement
IV.2.1.1 Résultats de mesures obtenues à l’aide du système modifié d’analyse de réseau vectoriel (ARV)
IV.2.1.2 Résultats de mesures obtenues à l’aide du système de mesure de réseau non linéaire (NNMS)
IV.2.2 Application à la simulation expérimentale d’un doubleur de fréquence
IV.1.1.1 Optimisation des impédances de charge d’un transistor bipolaire à hétérojonction pour un fonctionnement en doubleur de fréquence
IV.2.2.2 Influence des composantes harmoniques présentées à l’entrée du transistor sur ses performances de doubleur de fréquence
IV.3 Caractérisation fonctionnelle dans le domaine temporel de transistors soumis à des excitations complexes : deux porteuses synchrones
IV.3.1 Résultats de mesures obtenues à l’aide du système de mesure de réseau non linéaire (NNMS)
IV.3.1.1 Caractérisation en biporteuse
IV.3.1.2 Application à la validation des modèles non linéaires discrets
IV.3.2 Résultats de mesures obtenues à l’aide du système modifié d’analyse de réseau vectoriel (ARV)
IV.3.2.1 Extraction des caractéristiques d’intermodulation
IV.3.2.2 Application à l’extraction des modèles comportementaux à partir des séries de Volterra à noyaux dynamiques
IV.4 Conclusion
IV.5 Références
Conclusion générale et perspectives.
Annexes
Annexe 1 : Modèle électrothermique du transistor bipolaire à hétérojonction
Annexe 2 : Fiche descriptive de la diode SRD HEROTEK GC1026-RC [0.1-26GHz]
Annexe 3 : Support de test UTF (Universal Test Fixture ) WILTRON 3680K
Annexe 4 : Photographies du banc de mesure développé à l’I.R.C.O.M. de LIMOGES

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