Analyse et modélisation d’un système de conversion d’énergie éolienne 

Introduction

Le convertisseur matriciel (CM) est une nouvelle topologie des convertisseurs de fréquence directe [49]. Il permet d’avoir un système de tensions variables en amplitude et en fréquence à partir des tensions fixes du réseau électrique [l , 9, 20]. Ceci est réalisé à l’aide d’une matrice d’ interrupteurs de puissance bidirectionnels, en tension et courant, connectant chaque phase d’entrée à chaque phase de sortie [l , 9, 23] . On parle d’une conversion directe de fréquence parce que la conversion est réalisée sans circuit intermédiaire (bus continu DC) permettant le stockage d’énergie [l , 9]. De fait, il présente de nombreux atouts comparativement à ses homologues à plusieurs étages, comme sa dimension compacte, son faible poids et son volume, sa densité de puissance élevée et sa fiabilité [10]. Jusqu’à aujourd’hui, le CM a été employé dans des secteurs industriels tels que dans les systèmes de génération d’énergie éolienne [48]. Néanmoins, la commande de ces systèmes reste toujours confronter à plusieurs défis, tel que le réseau déséquilibre, les harmoniques, les chutes de tension et les perturbations [48]. Plusieurs techniques de modulation ont été rapportées telles que la modulation de largeur d’impulsion du vecteur spatial, la méthode de modulation scalaire et la méthode de modulation Venturini [10]. Au fil des ans, ces stratégies de modulation ont été utilisées avec diverses techniques de commande classiques et avancées [7, 34]. Le présent chapitre est consacré au CM ; tout d’abord, on révélera les méthodes de modulation; en deuxième, l’étude générale du convertisseur et la modélisation de l’ensemble du système détaillé (CM, filtre d’entrée CL et la charge RL); en troisième lieu, on s’ intéresse aux stratégies de modulation du CM, Venturini et SVM et on finira par des résultats de simulations comparatives entre les deux méthodes.

A vantages et inconvénients du CM

Comme avantages de ce convertisseur, on a [5, 26] :
• La large plage de fréquences de sortie et une haute densité de puissance ;
• Le facteur de puissance à la sortie qui varie en fonction du point de fonctionnement de la charge, et pour le facteur de puissance à l’entrée, il peut être unitaire;
• Le facteur de puissance à l’entrée peut être unitaire, de plus il peut être imposé par la commande ceci est cependant lié à une diminution de la tension maximale de la sortie qui diminue avec le cosinus du déphasage ;
• Les courants d’entrée sont presque sinusoïdaux,
• On peut travailler dans les deux sens donc dans les 4 quadrants du plan tensioncourant.
Et comme inconvénients de ce convertisseur, on a [5] :
• Le grand nombre d’ interrupteurs ;
• La sensibilité des interrupteurs face aux perturbations externes ;
• Le système de commande plus compliqué.

Circuit de protection

Les stratégies de commutation appliquées au CM nécessitent la mesure des courants de sortie, cette mesure se réalise à l’aide d’un capteur à effet Hall ou par shunt [1]. La précision finie des organes de mesure conduit, pour de faibles courants, à une erreur envisageable sur leur signe et ainsi à des surtensions dues à des ouvertures de ces courants à contretemps [6].
De fait, on peut employer un circuit d’écrêtage (Clamping) présenté dans la figure 4-5 afin de protéger le convertisseur contre ces surtensions. Lorsque le pont redresseur à diode est situé entre le réseau triphasé et la charge, le condensateur Cc est soumis à des tensions composées qui sont supérieures aux tensions composées crête du CM à la sortie, dans ce cas le pont redresseur à diode ne conduira pas [l , 6, 20]. Si les tensions de sortie excèdent cette valeur, le pont correspondant relie les bornes de sortie au condensateur et limite la tension à la valeur de la tension aux bornes du condensateur [55]. Ce système d’écrêtage protège le CM des surtensions provenant du réseau et celles venant d’une déconnexion brutale de la charge [l , 20].

Modélisation du CM

Pour établir les relations associant les grandeurs d’entrée et de sortie du CM, on prend en compte le réseau d’ alimentation et le filtre d’ entrée, on a une pure source de tension triphasée, ainsi qu ‘à la sortie on a une source du courant idéale [l , 6]. De la même façon, on pose que les interrupteurs sont idéaux : on néglige leurs courants de fuite à l’état bloqué et leurs chutes de tension à l’état de conduction et on estime que les commutations sont instantanées [1 , 6].
Ainsi, le CM apparait en tant qu ‘un multiport de connexion non énergétique [56]. Dans ce cas, on peut caractériser l’état de chaque interrupteur par une variable logique égale à 1 si l’interrupteur est conducteur et 0 s’ il est bloqué.

Modélisation du filtre d’entrée

Afin de stopper la propagation des courants harmoniques créés par le CM vers le réseau d’alimentation, on se sert d’un filtre LC [6, 20]. C’est un circuit résonant série accordé sur la fréquence des harmoniques et monté en dérivation aux bornes du CM (Figure 4-2), il propose aux courants harmoniques un trajet de très faible impédance et les absorbe [6, 20]. À la fréquence fondamentale, ce système de filtrage se comporte comme un compensateur de puissance réactive [50]. L’usage des topologies plus compliquées des filtres passifs a été conseillé dans la littérature afin de réaliser une bonne atténuation des courants harmoniques.

Conception du .filtre d ‘entrée

La conception du filtre passif LC d’entrée doit répondre aux critères suivants [5 , 20] :
• La fréquence de résonance du filtre doit être plus faible que celle de commutation du convertisseur : Wrf < < Wc avec LfCf = ~ où Lf’ Cf et Wrf = 2n:frf sont les Wr f valeurs de l’ inductance, du condensateur et de pulsation de résonance du filtre respectivement ;
• Le facteur de puissance à l’entrée du filtre doit être proche à J’unité ;
• Les djmensions et le poids du filtre doivent être réduits au minimum ;
• La chute de tension dans l’ inductance du filtre doit être réduite afin de fournir un rapport de transformation en tension plus élevée ;
• La stabilité du système complet doit être garantie.
Le filtre d’entrée Le peut-être modélisé à l’aide du circuit équivalent par phase montré à la figure 4-7 [6] :

Principe et formulation mathématique de la méthode de Venturini

Venturi ni a présenté une stratégie de commutation généralisée à fréquence élevée pour les convertisseurs matriciels. Cette stratégie a été modifiée par la suite dans le but d’augmenter le ratio de transformation entre la tension de sortie et celle d’entrée de 0.5 à 0,866. Aussi, elle assure la production des courants sinusoïdaux à l’entrée du CM avec un facteur de puissance unitaire indépendant de la charge [7, 49, 54]. L’idée de cette stratégie a pour objectif de synthétiser une tension triphasée souhaitée de sortie à partir de celle d’entrée pour chaque instant de commutation bien rétabli. Dans ce cas, la tension de sortie est développée dans chaque instant de commutation par des segments des trois tensions d’ entrée, ainsi que le courant d’entrée est formé par des segments des trois courants de sortie [7, 61].
Les tensions triphasées équilibrées à l’entrée du CM sont présentées par la formule suivante [1] :

Principe et formulation mathématique de la méthode de SVM

La stratégie SYM représente les courants d’entrée triphasée et les tensions composées de la sortie par les vecteurs spatiaux Îee et Vs (Figure 4-10) [64]. Elle est basée sur le concept d’approximation d’un vecteur de tension de référence en rotation avec ces tensions qui sont physiquement réalisables sur un convertisseur matriciel [64]. Pour les neuf interrupteursbidirectionnels, il y a 27 combinaisons possibles de commutation [54], parmi lesquelles il y a seulement 21 qui sont couramment utilisées pour générer les vecteurs spatiaux pour réaliser cette commande SYM. Les trois premiers groupes (±1, ±2, ±3, ±4, ±5, ±6, ±7, ±8,±9) ont deux caractéristiques communes ; à savoir: chacun d’eux se compose de six vecteurs qui maintiennent les positions angulaires constantes et chacun d’eux forme un hexagone de sextant comme indiqué dans la figure 4-10 [64].
Les formules générales permettant de calculer les durées de temps d’activations des interrupteurs sont présentées par les expressions suivantes [64, 65] :

Résultats de simulations du CM

Afin d’ évaluer la viabilité des techniques de modulation et des commandes étudiées, une comparaison a été effectuée entre la modulation de Venturini et SVM pour commander le CM qui est connecté à une charge RL pour déterminer la configuration la plus adéquate. Les blocs de simulation pour les deux algorithmes sont présentés à l’annexe C. Les résultats sont présentés dans les figures 4-12 et 4-13 pour les deux stratégies de modulation respectivement avec une fréquence de commutation qui est égale à 5kHz et un temps d’échantillonnage égal à 10-6 s . Ces résultats illustrent : la tension à la sortie ; les courants triphasés de la charge ; la tension à l’entrée ; le courant à l’entrée ; la tension filtrée ; le courant filtré et THD des trois courants. Les paramètres du CM sont cités dans l’annexe B (Tableau B-l , B-4).

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Table des matières

Résumé
Avant-propos 
Table des matières 
Liste des tableaux 
Liste des figures 
Liste des symboles 
Liste des abréviations 
Chapitre 1 – Introduction générale
) . ) Problématique
).2 Objectif du projet de recherche
).3 Description du système étudié
).4 Contribution de la thèse
) .5 Structure de la thèse
Chapitre 2 – État de l’art sur l’énergie éolienne et les aérogénérateurs
2.) Introduction
2.2 Historique des aérogénérateurs
2.3 Présentation du système éolien
2.3.1 Définition de l’énergie éolienne
2.3.2 Types d’aérogénérateurs
2.3.3 Principales composantes des éoliennes à axe horizontal
2.4 Classification des éoliennes
2.4.1 Éoliennes à vitesse fixe
2.4.2 Éoliennes à vitesse variable
2.5 Conversion de l’énergie cinétique en énergie éolienne
2.5.1 Loi de BETZ
2.5.2 Modes de contrôle
2.6 Conversion électromécanique
2.6.1 Éolienne utilisant une machine asynchrone
2.6.2 Éolienne utilisant une machine synchrone
2.6.3 Éolienne utilisant des machines spéciales
2.6.4 Éolienne utilisant une MADA
2.7 Revue de la littérature du système étudié
2.8 Conclusion
Chapitre 3 – Analyse et modélisation d’un système de conversion d’énergie éolienne 
3.1 Introduction
3.2 Système de conversion d’énergie éolienne
3.3 Machine asynchrone à double alimentation
3.3.1 Description de la MADA
3.3.2 Fonctionnement de la MADA
3.4 Modélisation de la GADA
3.4.1 Hypothèses simplificatrices
3.4.2 Modèle mathématique de la GADA
3.5 Modélisation et commande de la turbine éolienne
3.5.1 Modélisation de la turbine
3.5.2 Contrôle de la turbine éolienne
3.5 .3 Résultats de simulation
3.6 Conclusion
Chapitre 4 – Analyse et commande en boucle ouverte d’un convertisseur matriciel 
4.1 Introduction
4.2 Avantages et inconvénients du CM
4.3 Méthodes de modulation du CM
4.3.1 Méthode de Venturini et Alesina
4.3.2 Méthode scalaire de Roy et April
4.3.3 Méthode de modulation du vecteur spatial
4.3.4 Comparaison entre les méthodes de modulation
4.4 Principe de fonctionnement d’un CM
4.5 Interrupteurs utilisés dans le CM
4.6 Circuit de protection
4.7 Modélisation du CM
4.8 Modélisation du filtre d’entrée
4.8.1 Conception du filtre d’entrée
4.8.2 Dimensionnement du filtre d’entrée
4.8.3 Exemple de dimensionnement d’un filtre d’entrée
4.9 Modélisation de la charge RL
4.10 Principe et formulation mathématique de la méthode de Venturini
4.11 Principe et formulation mathématique de la méthode de SVM
4.12 Résultats de simulations du CM
4.13 Conclusion
Chapitre 5 – Commande adaptative floue d ‘un convertisseur matriciel appliquée sur une charge passive
5.1 Introduction
5.2 Contrôleur par la logique floue
5.2.1 Historique de la logique floue
5.2.2 Domaines d’application de la logique floue
5.2.3 Conception de la logique floue
5.2.4 Concepts de base de la logique floue
5.3 Contrôle par la logique floue
5.3.1 Commande floue de type-l
5.3.2 Commande floue de type-2
5.4 Application de la commande adaptative floue
5.5 Résultats et discussions
5.5.1 Performance du contrôleur sous un réseau équilibré
5.5.2 Performance du contrôleur sous un réseau déséquilibré
5.5.3 Performance du contrôleur sous un réseau perturbé
5.6 Conclusion
Chapitre 6 – Commande classique d’une GADA alimentée par un convertisseur matriciel 
6.1 Introduction
6.2 Principe de contrôle à orientation flux
6.3 Méthode de contrôle en puissance de la GADA
6.3 .1 Relations entre puissances statoriques et courants rotoriques
6.3.2 Relations entre tensions rotoriques et courants rotoriques
6.4 Contrôle vectoriel direct des puissances
6.4.1 Définition générale
6.4.2 Contrôle direct en puissance statoriques de la GAD A
6.5 Contrôle vectoriel indirect des puissances
6.5.1 Définition générale
6.5.2 Contrôle indirect en puissance statoriques de la GADA
6.5.3 Contrôle avec boucles des courants rotoriques
6.6 Études et analyse du contrôleur PI
6.6.1 Synthèse du contrôleur PI
6.6.2 Calcul des paramètres des contrôleurs
6.7 Résultats de simulation
6.7.1 Test de suivi de consigne
6.7.2 Test de robustesse des commandes
6.8 Conclusion
Chapitre 7 – Commandes avancées d’une GADA alimentée par un convertisseur matriciel 
7.1 Introduction
7.2 Synthèse du contrôleur mode glissant
7.2.1 Conception du contrôle mode glissant
7.2.2 Contrôle mode glissant des puissances statoriques
7.2.3 Contrôle mode glissant des courants rotoriques
7.2.4 Résultats de simulation du contrôleur mode glissant
7.3 Synthèse du contrôleur PI-Flou adaptatiL
7.3.1 Contrôle des gains par la logique floue
7.3.2 Description du contrôleur PI-Flou adaptatif
7.3.3 Résultats de simulation du contrôleur PI-Flou adaptatiL
7.4 Synthèse du contrôleur H infini
7.4.1 Principe du contrôleur Hoo
7.4.2 Théorie du contrôleur Hoo
7.4.3 Application du contrôleur Hoo sur la GADA
7.4.4 Résultats de simulation du contrôleur Hoo
7.5 Comparaison entre l’ensemble des contrôleurs
7.6 Conclusion
Chapitre 8 – Conclusion générale 
8.1 Résumé des travaux de recherche
8.2 Contributions originales
8.3 Travaux futurs et perspectives
Bibliographie 
Annexe A – Publications et communications
Annexe B – Paramètres du système éolien
Annexe C – Modèle de simulation du CM

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